JPH0632566B2 - 高周波インバ−タの制御方法 - Google Patents
高周波インバ−タの制御方法Info
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- JPH0632566B2 JPH0632566B2 JP56174217A JP17421781A JPH0632566B2 JP H0632566 B2 JPH0632566 B2 JP H0632566B2 JP 56174217 A JP56174217 A JP 56174217A JP 17421781 A JP17421781 A JP 17421781A JP H0632566 B2 JPH0632566 B2 JP H0632566B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は単位インバータを直列接続してなるインバータ
ユニツトを並列接続して構成した大容量の高周波インバ
ータの制御方法に係り、特に上記単位インバータユニツ
ト群を所定のタイミングで順次時分割制御することによ
つて、非常に高い出力周波数が得られる制御方法を提供
しようとするものである。
ユニツトを並列接続して構成した大容量の高周波インバ
ータの制御方法に係り、特に上記単位インバータユニツ
ト群を所定のタイミングで順次時分割制御することによ
つて、非常に高い出力周波数が得られる制御方法を提供
しようとするものである。
誘導加熱用の電源として、例えば直列接続した単位イン
バータのサイリスタ群を規定のタイミングで時分割制御
する高周波インバータはよく知られている所である。か
かる高周波インバータの代表的な回路例を示したものが
第１図で、同図で１はダイオードをブリツジ接続して構
成され商用周波の交流入力電力を直流電力に順変換する
為の順変換部で、２はサイリスタ群Ｓ１〜Ｓ１を純ブリ
ツジ接続して構成され直流電力を交流電力に逆変換する
第１の単位インバータで、同様に３はサイリスタ群Ｓ５
〜Ｓ８を純ブリツジ接続して構成した第２の単位インバ
ータで、４はワーキングコイルＬ３と同調用コンデンサ
Ｃ５とで構成したタンク回路で、Ｃ１−Ｃ２は直流電圧
源となるコンデンサで、Ｌ１−Ｌ２はそれぞれリアクト
ルで、Ｃ３−Ｃ４は転流コンデンサである。
バータのサイリスタ群を規定のタイミングで時分割制御
する高周波インバータはよく知られている所である。か
かる高周波インバータの代表的な回路例を示したものが
第１図で、同図で１はダイオードをブリツジ接続して構
成され商用周波の交流入力電力を直流電力に順変換する
為の順変換部で、２はサイリスタ群Ｓ１〜Ｓ１を純ブリ
ツジ接続して構成され直流電力を交流電力に逆変換する
第１の単位インバータで、同様に３はサイリスタ群Ｓ５
〜Ｓ８を純ブリツジ接続して構成した第２の単位インバ
ータで、４はワーキングコイルＬ３と同調用コンデンサ
Ｃ５とで構成したタンク回路で、Ｃ１−Ｃ２は直流電圧
源となるコンデンサで、Ｌ１−Ｌ２はそれぞれリアクト
ルで、Ｃ３−Ｃ４は転流コンデンサである。
以上のように構成される時分割制御の高周波インバータ
の制御法を述べるに、直流電圧源のコンデンサＣ１−Ｃ
２及び各単位インバータ２−３の転流コンデンサＣ３−
Ｃ４はそれぞれ予じめ前以つて、図示極性で電源電圧の
値までチヤージしてあるものとすれば、この状態で先ず
第２図に示すタイムチヤート図のｔ０点で第１の単位イ
ンバータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４を点弧すると、直流
コンデンサＣ１→リアクトルＬ１→サイリスタＳ１→転
流コンデンサＣ３→サイリスタＳ４→タンク回路４→直
流コンデンサＣ１の経路を通して負荷電流が流れると共
に、今まで導通状態にあつた第２の単位インバータ３の
サイリスタＳ６−Ｓ７には、直流コンデンサＣ２の電圧
をＶ１、負荷側のタンク回路４の電圧をＶ２、第２の単
位インバータ３の転流コンデンサＣ４の充電電圧をＶ３
とそれぞれ仮想すれば、よく知られているように ｛（Ｖ１＋Ｖ２）−Ｖ３｝／２なる式で示される逆電圧
が印加されて転流コンデンサＣ４の充電電圧Ｖ３が（Ｖ
１＋Ｖ２）の電圧値以上であれば、サイリスタＳ６−Ｓ
７は確実に消弧し負荷電流は第１の単位インバータ２の
サイリスタ側Ｓ１−Ｓ４え転流する。この状態を第２図
のｔ１点まで継続して次に第２図の時刻ｔ１点で第２の
単位インバータ３のサイリスタＳ５、Ｓ８を点弧する
と、直流コンデンサＣ１の電圧とタンク回路４の負荷電
圧とを加算した電圧値以上に、図示とは逆極性で充電さ
れる転流コンデンサＣ３の充電電圧があればサイリスタ
Ｓ１−Ｓ４は確実に消弧し、負荷電流はサイリスタＳ５
−Ｓ８側え転流して直流コンデンサＣ２→タンク回路４
→サイリスタＳ５→転流コンデンサＣ４→サイリスタＳ
８→リアクトルＬ２→直流コンデンサＣ２の経路を通し
て流れ、負荷側のタンク回路４には逆極性のパワーが供
給されると共に、転流コンデンサＣ４は図示とは逆極性
で直流電圧源のコンデンサＣ２の電圧までチヤージされ
て行く。かかる状態を示したのが第２図のｔ１−ｔ２点
の区間で、消弧される第１の単位インバータ２のサイリ
スタＳ１−Ｓ４には第２図(B)のｔ１−ｔ２区間に示す
ような逆電圧が印加される。次に第２図のｔ２点で第１
の単位インバータ２のサイリスタＳ２−Ｓ３を点弧する
と、上記したと同様な理由で今まで導通状態にあつたサ
イリスタＳ５−Ｓ８に逆電圧が印加され、負荷電流はサ
イリスタＳ２−Ｓ３側え転流すると共に第１の単位イン
バータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４には第２図(B)のｔ２
点以後に示すような逆電圧が印加される。このように負
荷電圧の半周期毎に各単位インバータのサイリスタ群を
順次時分割的に点弧制御して行くことによつて、第２図
(A)に示すような出力電圧を負荷側のタンク回路４に印
加し所定の加熱制御を行なうものであるが、かかる制御
方法で問題となるのは、例えば各単位インバータの素子
群に印加される逆電圧の波形が第２図(B)に示すような
電圧波形であるので、この第２図(B)の逆電圧波形図よ
り明らかなように、素子群に印加される逆電圧の期間
は、第２図(A)に示す出力電圧波形の１周期Ｔ当り3/4Ｔ
の期間である。従つて上記したような時分割制御を行な
う従来の高周波インバータで出し得る最大出力周波数
は、サイリスタ素子群のターンオフタイムをｒとすれ
ば、よく知られているように3/4ｒなる式で与えられ
る。かかる式で示されるように、最大出力周波数は素子
群のターンオフタイムｒと逆電圧の期間とにそれぞれ規
制され、前者の素子群のターンオフタイムｒは素子固有
の条件であるので、技術的にもターンオフタイムｒを非
常に短かくすることは困難である。従つて出力周波数の
上限値は自づと決定されてしまい、上記式で示される3/
4ｒ以上の周波数を出力しようとすれば、上限値以上の
周波数領域でサイリスタに印加される逆電圧の期間が短
かくなつて時分割型インバータは転流失敗し、運転継続
は不可能となる。さらに問題となるのは、例えば単位イ
ンバータを直列接続してなるインバータユニツトを任意
数並列接続して構成した大容量の高周波インバータを実
現する場合、従来ではインバータ出力電圧の正波の半波
期間を担持する単位インバータを並列接続したグループ
Ａと、インバータ出力電圧の負波の半波期間を担持する
単位インバータを並列接続したグループＢとで、第１図
で説明したサイリスタ群の時分割制御方法と全く同一の
方法が用いられているので、大パワーが取り出せるもの
の、素子群に印加される逆電圧の期間は依然として3/4
ｒで略１０KHz位の周波数しか取出せ得ない。
の制御法を述べるに、直流電圧源のコンデンサＣ１−Ｃ
２及び各単位インバータ２−３の転流コンデンサＣ３−
Ｃ４はそれぞれ予じめ前以つて、図示極性で電源電圧の
値までチヤージしてあるものとすれば、この状態で先ず
第２図に示すタイムチヤート図のｔ０点で第１の単位イ
ンバータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４を点弧すると、直流
コンデンサＣ１→リアクトルＬ１→サイリスタＳ１→転
流コンデンサＣ３→サイリスタＳ４→タンク回路４→直
流コンデンサＣ１の経路を通して負荷電流が流れると共
に、今まで導通状態にあつた第２の単位インバータ３の
サイリスタＳ６−Ｓ７には、直流コンデンサＣ２の電圧
をＶ１、負荷側のタンク回路４の電圧をＶ２、第２の単
位インバータ３の転流コンデンサＣ４の充電電圧をＶ３
とそれぞれ仮想すれば、よく知られているように ｛（Ｖ１＋Ｖ２）−Ｖ３｝／２なる式で示される逆電圧
が印加されて転流コンデンサＣ４の充電電圧Ｖ３が（Ｖ
１＋Ｖ２）の電圧値以上であれば、サイリスタＳ６−Ｓ
７は確実に消弧し負荷電流は第１の単位インバータ２の
サイリスタ側Ｓ１−Ｓ４え転流する。この状態を第２図
のｔ１点まで継続して次に第２図の時刻ｔ１点で第２の
単位インバータ３のサイリスタＳ５、Ｓ８を点弧する
と、直流コンデンサＣ１の電圧とタンク回路４の負荷電
圧とを加算した電圧値以上に、図示とは逆極性で充電さ
れる転流コンデンサＣ３の充電電圧があればサイリスタ
Ｓ１−Ｓ４は確実に消弧し、負荷電流はサイリスタＳ５
−Ｓ８側え転流して直流コンデンサＣ２→タンク回路４
→サイリスタＳ５→転流コンデンサＣ４→サイリスタＳ
８→リアクトルＬ２→直流コンデンサＣ２の経路を通し
て流れ、負荷側のタンク回路４には逆極性のパワーが供
給されると共に、転流コンデンサＣ４は図示とは逆極性
で直流電圧源のコンデンサＣ２の電圧までチヤージされ
て行く。かかる状態を示したのが第２図のｔ１−ｔ２点
の区間で、消弧される第１の単位インバータ２のサイリ
スタＳ１−Ｓ４には第２図(B)のｔ１−ｔ２区間に示す
ような逆電圧が印加される。次に第２図のｔ２点で第１
の単位インバータ２のサイリスタＳ２−Ｓ３を点弧する
と、上記したと同様な理由で今まで導通状態にあつたサ
イリスタＳ５−Ｓ８に逆電圧が印加され、負荷電流はサ
イリスタＳ２−Ｓ３側え転流すると共に第１の単位イン
バータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４には第２図(B)のｔ２
点以後に示すような逆電圧が印加される。このように負
荷電圧の半周期毎に各単位インバータのサイリスタ群を
順次時分割的に点弧制御して行くことによつて、第２図
(A)に示すような出力電圧を負荷側のタンク回路４に印
加し所定の加熱制御を行なうものであるが、かかる制御
方法で問題となるのは、例えば各単位インバータの素子
群に印加される逆電圧の波形が第２図(B)に示すような
電圧波形であるので、この第２図(B)の逆電圧波形図よ
り明らかなように、素子群に印加される逆電圧の期間
は、第２図(A)に示す出力電圧波形の１周期Ｔ当り3/4Ｔ
の期間である。従つて上記したような時分割制御を行な
う従来の高周波インバータで出し得る最大出力周波数
は、サイリスタ素子群のターンオフタイムをｒとすれ
ば、よく知られているように3/4ｒなる式で与えられ
る。かかる式で示されるように、最大出力周波数は素子
群のターンオフタイムｒと逆電圧の期間とにそれぞれ規
制され、前者の素子群のターンオフタイムｒは素子固有
の条件であるので、技術的にもターンオフタイムｒを非
常に短かくすることは困難である。従つて出力周波数の
上限値は自づと決定されてしまい、上記式で示される3/
4ｒ以上の周波数を出力しようとすれば、上限値以上の
周波数領域でサイリスタに印加される逆電圧の期間が短
かくなつて時分割型インバータは転流失敗し、運転継続
は不可能となる。さらに問題となるのは、例えば単位イ
ンバータを直列接続してなるインバータユニツトを任意
数並列接続して構成した大容量の高周波インバータを実
現する場合、従来ではインバータ出力電圧の正波の半波
期間を担持する単位インバータを並列接続したグループ
Ａと、インバータ出力電圧の負波の半波期間を担持する
単位インバータを並列接続したグループＢとで、第１図
で説明したサイリスタ群の時分割制御方法と全く同一の
方法が用いられているので、大パワーが取り出せるもの
の、素子群に印加される逆電圧の期間は依然として3/4
ｒで略１０KHz位の周波数しか取出せ得ない。
本発明はこの点に鑑みて発明されたものであつて、以下
本制御方法を適用する第３図の高周波インバータの回路
例に基づき詳述する。第３図で第１図と同一のものは同
一符号を付しており、５及び６は新たに付加した単位イ
ンバータで出力電圧の正波の半波期間を担持するものが
インバータ５で、これに対して出力電圧の負波の半波期
間を担持するものがインバータ６である。これら各単位
インバータは図示するようにサイリスタ群Ｓ９−
Ｓ１２、Ｓ１３−Ｓ１６−転流コンデンサＣ６、Ｃ７−
リアクトルＬ４、Ｌ５でそれぞれ構成され、正波の半波
期間を取出す単位インバータ同志２〜５及び負波の半波
期間を取出す単位インバータ同士３〜６をそれぞれ並列
接続して、この橋絡点と直列接続した直流コンデンサＣ
１〜Ｃ２の橋絡点よりタンク回路４を取出すようにして
いる。以上のように構成される大容量の高周波インバー
タにゲート信号発生回路として適用するものが、本発明
に係る第４図の具体例である。この第４図で７はインバ
ータ出力電圧の負波の半波期間を取出すコンパレータ
で、８及び１２−１３はそれぞれＮＯＴゲートで、９は
入力端子Ｃ及び出力端子Ｊ、Ｋを有するＪ−Ｋフリツプ
フロツプで、１０及び１１は負波の半波検出信号とＪ−
Ｋフリツプフロツプのセツト出力信号Ｋ、リセツト出力
信号Ｊとの論理積条件を取出す為のＡＮＤゲートで、１
４は第１の単位インバータ２のサイリスタ群に所望のゲ
ート信号を与える第１の分周回路で、１５は第２の単位
インバータ３に、１６は第３の単位インバータ５に１７
は第４の単位インバータ６にそれぞれ所望のゲート信号
を与える為の分周回路である。これら分周回路は入力信
号群を1/2に分周して、分周した信号の立上りを微分し
所定幅の信号にのばすことによつて所望のゲート信号群
を得るようにしている。
本制御方法を適用する第３図の高周波インバータの回路
例に基づき詳述する。第３図で第１図と同一のものは同
一符号を付しており、５及び６は新たに付加した単位イ
ンバータで出力電圧の正波の半波期間を担持するものが
インバータ５で、これに対して出力電圧の負波の半波期
間を担持するものがインバータ６である。これら各単位
インバータは図示するようにサイリスタ群Ｓ９−
Ｓ１２、Ｓ１３−Ｓ１６−転流コンデンサＣ６、Ｃ７−
リアクトルＬ４、Ｌ５でそれぞれ構成され、正波の半波
期間を取出す単位インバータ同志２〜５及び負波の半波
期間を取出す単位インバータ同士３〜６をそれぞれ並列
接続して、この橋絡点と直列接続した直流コンデンサＣ
１〜Ｃ２の橋絡点よりタンク回路４を取出すようにして
いる。以上のように構成される大容量の高周波インバー
タにゲート信号発生回路として適用するものが、本発明
に係る第４図の具体例である。この第４図で７はインバ
ータ出力電圧の負波の半波期間を取出すコンパレータ
で、８及び１２−１３はそれぞれＮＯＴゲートで、９は
入力端子Ｃ及び出力端子Ｊ、Ｋを有するＪ−Ｋフリツプ
フロツプで、１０及び１１は負波の半波検出信号とＪ−
Ｋフリツプフロツプのセツト出力信号Ｋ、リセツト出力
信号Ｊとの論理積条件を取出す為のＡＮＤゲートで、１
４は第１の単位インバータ２のサイリスタ群に所望のゲ
ート信号を与える第１の分周回路で、１５は第２の単位
インバータ３に、１６は第３の単位インバータ５に１７
は第４の単位インバータ６にそれぞれ所望のゲート信号
を与える為の分周回路である。これら分周回路は入力信
号群を1/2に分周して、分周した信号の立上りを微分し
所定幅の信号にのばすことによつて所望のゲート信号群
を得るようにしている。
以上のように構成される本実施例の動作を第５図のタイ
ムチヤート図および第６図の動作波形図を参照し乍ら詳
述するに、先ず負荷のタンク回路４に印加する高周波イ
ンバータの出力電圧波形図が第５図(A)に示すような波
形であるとすれば、この出力電圧波形に関連する信号を
第４図のコンパレータ７の入力端子に導びき、このコン
パレータで第５図(B)に示すような負波の半波検出信号
のみを取出す。このようにして取出された検出信号(B)
をＪ−Ｋフリツプフロツプ９に入力して第５図(C)に示
すようなセツト出力信号を得る。このセツト出力信号
(C)と負波の半波検出信号(B)との論理積条件を１０のＡ
ＮＤゲートでとり、第５図(E)に示すような信号を第１
の分周回路１４と１２のＮＯＴゲートとにそれぞれ出力
する。さて前者の第１の分周回路１４では、入力される
ＡＮＤゲートの出力信号(E)を1/2に分周して、分周した
信号の立上りを微分して第５図(G)に示すような第１の
単位インバータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４に供給するゲ
ート信号群を、さらに第５図(H)に示すような第１の単
位インバータ２のサイリスタＳ２−Ｓ３に供給するゲー
ト信号群をそれぞれ得る。このようにしてＡＮＤゲート
１０の出力信号を基に第１の単位インバータ２に供給す
る所望のゲート信号群が取出され、インバータ出力電圧
が負波の半波期間より正波の半波期間えと移行すると、
１０のＡＮＤゲートでは論理積条件が成立しないのでそ
の出力は零レベルとなる。このようにＡＮＤゲート１０
の出力が零レベルになると１２のＮＯＴゲートの出力レ
ベルが「１」となつて第２の分周回路１５に導びき、こ
の第２の分周回路で入力信号群を1/2に分周して、上記
した方法と全く同様に分周した信号の立上りを微分し
て、一方は第５図(I)に示すような第２の単位インバー
タ３のサイリスタＳ５−Ｓ８に供給するゲート信号群
を、他方は第５図(J)に示すような第２の単位インバー
タ３のサイリスタＳ６−Ｓ７に供給するゲート信号群を
それぞれ得る。かかる動作と並行してＪ−Ｋフリツプフ
ロツプ９を初期値にセツトすべくＮＯＴゲート８を介し
てＪ−Ｋフリツプフロツプに所定の信号を入力して出力
端子Ｋのレベル「０」、さらに出力端子Ｊのレベル
「１」とする。この状態で２発目の負の半波が検出され
ると、この負波の検出信号(B)を基にＪ−Ｋフリツプフ
ロツプ９の出力端子Ｊより第５図(D)に示すような信号
が出力される。このリセツト出力信号(D)と負波の半波
検出信号(B)との論理積条件を第２のＡＮＤゲート１１
で取り、第５図(F)に示すような信号を第３の分周回路
１６と第３のＮＯＴゲート１３とにそれぞれ導びき、前
者の第３の分周回路１６ではＡＮＤゲート１１の出力信
号群(F)を1/2に分周した信号の立上りを微分して、一方
は第５図(K)に示すような第３の単位インバータ５のサ
イリスタＳ９−Ｓ１２に供給するゲート信号群を、他方
は第５図(L)に示すような第３の単位インバータ５のサ
イリスタＳ１０−Ｓ１１に供給するゲート信号群をそれ
ぞれ得る。このように第２のＡＮＤゲート１１の出力信
号(F)を基に第３の単位インバータ５に供給する所望の
ゲート信号群がそれぞれ取出され、インバータ出力電圧
が負波の半波期間より正波の半波期間えと移行すると、
第２のＡＮＤゲート１１の論理積条件は成立せずその出
力は零レベルとなる。このようにＡＮＤゲートの出力が
零レベルと云う条件で第３のＮＯＴゲート１３の出力レ
ベルが「１」となつて第４の分周回路１７に導びき、こ
の分周回路で上記した方法と全く同様の方法で入力信号
群を1/2に分周して、分周した信号群の立上りを微分し
て一方は第５図(M)に示すような第４の単位インバータ
６のサイリスタＳ１３−Ｓ１６に供給するゲート信号群
を、他方は第５図(N)に示すような第４の単位インバー
タ６のサイリスタＳ１４−Ｓ１５に供給するゲート信号
群をそれぞれ得る。
ムチヤート図および第６図の動作波形図を参照し乍ら詳
述するに、先ず負荷のタンク回路４に印加する高周波イ
ンバータの出力電圧波形図が第５図(A)に示すような波
形であるとすれば、この出力電圧波形に関連する信号を
第４図のコンパレータ７の入力端子に導びき、このコン
パレータで第５図(B)に示すような負波の半波検出信号
のみを取出す。このようにして取出された検出信号(B)
をＪ−Ｋフリツプフロツプ９に入力して第５図(C)に示
すようなセツト出力信号を得る。このセツト出力信号
(C)と負波の半波検出信号(B)との論理積条件を１０のＡ
ＮＤゲートでとり、第５図(E)に示すような信号を第１
の分周回路１４と１２のＮＯＴゲートとにそれぞれ出力
する。さて前者の第１の分周回路１４では、入力される
ＡＮＤゲートの出力信号(E)を1/2に分周して、分周した
信号の立上りを微分して第５図(G)に示すような第１の
単位インバータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４に供給するゲ
ート信号群を、さらに第５図(H)に示すような第１の単
位インバータ２のサイリスタＳ２−Ｓ３に供給するゲー
ト信号群をそれぞれ得る。このようにしてＡＮＤゲート
１０の出力信号を基に第１の単位インバータ２に供給す
る所望のゲート信号群が取出され、インバータ出力電圧
が負波の半波期間より正波の半波期間えと移行すると、
１０のＡＮＤゲートでは論理積条件が成立しないのでそ
の出力は零レベルとなる。このようにＡＮＤゲート１０
の出力が零レベルになると１２のＮＯＴゲートの出力レ
ベルが「１」となつて第２の分周回路１５に導びき、こ
の第２の分周回路で入力信号群を1/2に分周して、上記
した方法と全く同様に分周した信号の立上りを微分し
て、一方は第５図(I)に示すような第２の単位インバー
タ３のサイリスタＳ５−Ｓ８に供給するゲート信号群
を、他方は第５図(J)に示すような第２の単位インバー
タ３のサイリスタＳ６−Ｓ７に供給するゲート信号群を
それぞれ得る。かかる動作と並行してＪ−Ｋフリツプフ
ロツプ９を初期値にセツトすべくＮＯＴゲート８を介し
てＪ−Ｋフリツプフロツプに所定の信号を入力して出力
端子Ｋのレベル「０」、さらに出力端子Ｊのレベル
「１」とする。この状態で２発目の負の半波が検出され
ると、この負波の検出信号(B)を基にＪ−Ｋフリツプフ
ロツプ９の出力端子Ｊより第５図(D)に示すような信号
が出力される。このリセツト出力信号(D)と負波の半波
検出信号(B)との論理積条件を第２のＡＮＤゲート１１
で取り、第５図(F)に示すような信号を第３の分周回路
１６と第３のＮＯＴゲート１３とにそれぞれ導びき、前
者の第３の分周回路１６ではＡＮＤゲート１１の出力信
号群(F)を1/2に分周した信号の立上りを微分して、一方
は第５図(K)に示すような第３の単位インバータ５のサ
イリスタＳ９−Ｓ１２に供給するゲート信号群を、他方
は第５図(L)に示すような第３の単位インバータ５のサ
イリスタＳ１０−Ｓ１１に供給するゲート信号群をそれ
ぞれ得る。このように第２のＡＮＤゲート１１の出力信
号(F)を基に第３の単位インバータ５に供給する所望の
ゲート信号群がそれぞれ取出され、インバータ出力電圧
が負波の半波期間より正波の半波期間えと移行すると、
第２のＡＮＤゲート１１の論理積条件は成立せずその出
力は零レベルとなる。このようにＡＮＤゲートの出力が
零レベルと云う条件で第３のＮＯＴゲート１３の出力レ
ベルが「１」となつて第４の分周回路１７に導びき、こ
の分周回路で上記した方法と全く同様の方法で入力信号
群を1/2に分周して、分周した信号群の立上りを微分し
て一方は第５図(M)に示すような第４の単位インバータ
６のサイリスタＳ１３−Ｓ１６に供給するゲート信号群
を、他方は第５図(N)に示すような第４の単位インバー
タ６のサイリスタＳ１４−Ｓ１５に供給するゲート信号
群をそれぞれ得る。
以上のような所定の動作を踏まえて、負波の半波検出信
号群を基に第１〜第４の分周回路より第５図(G)〜(N)に
示すようなゲート信号群が順次得られるものであるが、
これらゲート信号群を基に第３図に示す高周波インバー
タを時分割制御した場合の動作を次に述べる。さてイン
バータの出力電圧波形が第５図(A)および第６図(A)に示
すような波形であつて、第６図の時刻ｔ０点でインバー
タ出力電圧が正の半波期間より負の半波期間えと移行し
た旨を第４図のコンパレータ７が検出し、この検出信号
を基に第４図に示す第１の分周回路１４より第１の単位
インバータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４に与えるゲート信
号が先ず発生する。このゲート信号を以つて当該サイリ
スタＳ１−Ｓ４を点弧し第３図の直流コンデンサＣ１→
リアクトルＬ１→サイリスタＳ１→転流コンデンサＣ３
→サイリスタＳ４→タンク回路４→直流コンデンサＣ１
の経路を通して負荷電流が流れ、時刻ｔ０時点まで導通
していた第４の単位インバータ６のサイリスタＳ１４−
Ｓ１５には、第１図で説明した従来方法と同様に、直流
コンデンサＣ２の電圧とタンク回路の負荷電圧とを加え
合せた電圧値より転流コンデンサＣ７の充電電圧の方が
高いので、この電圧差分が上記サイリスタＳ１４−Ｓ
１５に逆電圧として印加され当該サイリスタＳ１４−Ｓ
１５は確実に消弧し、負荷電流が第１の単位インバータ
側え転流する。次に第６図の時刻ｔ１点になると、第５
図(I)に示すようなゲート信号が第２の単位インバータ
Ｓ５−Ｓ８に供給されるので、今まで導通状態にあつた
サイリスタＳ１−Ｓ４には｛（Ｖ１＋Ｖ３）−Ｖ２｝・
1/2（但しＶ１は直流コンデンサＣ１の電圧を、Ｖ２は
転流コンデンサＣ３の充電電圧を、Ｖ３はタンク回路の
負荷電圧を示す）なる逆電圧が印加されて、サイリスタ
Ｓ１−Ｓ４が消弧すると共に負荷電流は第２の単位イン
バータ側３え転流し、直流コンデンサＣ２→タンク回路
４→サイリスタＳ５→転流コンデンサＣ４→サイリスタ
Ｓ８→リアクトルＬ２→直流コンデンサＣ２の経路を通
して流れ、第１の単位インバータ２のサイリスタＳ１−
Ｓ４には、その後第６図(B)の時刻ｔ１点以後に示すよ
うな逆電圧が印加されることになる。次に第６図の時刻
ｔ２点で第５図(K)に示すようなゲート信号が第３の単
位インバータ５のサイリスタＳ９−Ｓ１２に、同様に時
刻ｔ３点で第５図(M)に示すようなゲート信号が第４の
単位インバータ６のサイリスタＳ１３−Ｓ１５に、時刻
ｔ４点で第５図(H)に示すようなゲート信号が第１の単
位インバータ２のサイリスタＳ２−Ｓ３に、時刻ｔ５点
で第５図(J)に示すようなゲート信号が第２の単位イン
バータ３のサイリスタＳ６−Ｓ７に、時刻ｔ６点で第５
図(L)に示すようなゲート信号が第３の単位インバータ
５のサイリスタＳ１０−Ｓ１１に、時刻ｔ７点で第５図
(N)に示すようなゲート信号が第４の単位インバータ６
のサイリスタＳ１４−１５にそれぞれ与えられて、負荷
電流を第３の単位インバータ５→第４の単位インバータ
６→第１の単位インバータ２→第２の単位インバータ→
第３の単位インバータ５と云う所定のタイミングで順次
時分割的に制御して行つて転流させるものである。この
ように出力電圧の半周期毎に各単位インバータのサイリ
スタ群を所定のタイミングで時分割制御して行くと、第
６図の時刻ｔ１点で消弧する第１の単位インバータ２の
サイリスタＳ１−Ｓ４には、第６図(B)の時点ｔ１〜時
点ｔ４の期間に示すような逆電圧が印加されることにな
る。この第６図(B)の逆電圧波形図より明らかなよう
に、本発明によればインバータ出力電圧の１周期Ｔにつ
き7/4Ｔの期間に渡つて所定の逆電圧が印加され、この
逆電圧の期間は第１図で説明した従来方法に比し7/4Ｔ
÷3/4Ｔ＝7/3≒2.3倍も長くなつている。このことはと
りも直さず、従来装置で用いたターンオフタイムｒのサ
イリスタを本発明で用いた場合での、本発明によればイ
ンバータの出力周波数の上限値を実質的に2.3倍も高め
ることができる。以上の説明は単位インバータを直列接
続してなるインバータユニツトを２組用いて並列接続し
た場合の高周波インバータについて述べたが、例えば上
記インバータユニツトを任意数並列接続した高周波イン
バータにも本発明による時分割制御方法を適用すること
が可能で、かかる場合、インバータユニツトが多ければ
多いほど逆電圧の印加期間が長くなつて、最大出力周波
数をより一層高め得ると云う利点がある。
号群を基に第１〜第４の分周回路より第５図(G)〜(N)に
示すようなゲート信号群が順次得られるものであるが、
これらゲート信号群を基に第３図に示す高周波インバー
タを時分割制御した場合の動作を次に述べる。さてイン
バータの出力電圧波形が第５図(A)および第６図(A)に示
すような波形であつて、第６図の時刻ｔ０点でインバー
タ出力電圧が正の半波期間より負の半波期間えと移行し
た旨を第４図のコンパレータ７が検出し、この検出信号
を基に第４図に示す第１の分周回路１４より第１の単位
インバータ２のサイリスタＳ１−Ｓ４に与えるゲート信
号が先ず発生する。このゲート信号を以つて当該サイリ
スタＳ１−Ｓ４を点弧し第３図の直流コンデンサＣ１→
リアクトルＬ１→サイリスタＳ１→転流コンデンサＣ３
→サイリスタＳ４→タンク回路４→直流コンデンサＣ１
の経路を通して負荷電流が流れ、時刻ｔ０時点まで導通
していた第４の単位インバータ６のサイリスタＳ１４−
Ｓ１５には、第１図で説明した従来方法と同様に、直流
コンデンサＣ２の電圧とタンク回路の負荷電圧とを加え
合せた電圧値より転流コンデンサＣ７の充電電圧の方が
高いので、この電圧差分が上記サイリスタＳ１４−Ｓ
１５に逆電圧として印加され当該サイリスタＳ１４−Ｓ
１５は確実に消弧し、負荷電流が第１の単位インバータ
側え転流する。次に第６図の時刻ｔ１点になると、第５
図(I)に示すようなゲート信号が第２の単位インバータ
Ｓ５−Ｓ８に供給されるので、今まで導通状態にあつた
サイリスタＳ１−Ｓ４には｛（Ｖ１＋Ｖ３）−Ｖ２｝・
1/2（但しＶ１は直流コンデンサＣ１の電圧を、Ｖ２は
転流コンデンサＣ３の充電電圧を、Ｖ３はタンク回路の
負荷電圧を示す）なる逆電圧が印加されて、サイリスタ
Ｓ１−Ｓ４が消弧すると共に負荷電流は第２の単位イン
バータ側３え転流し、直流コンデンサＣ２→タンク回路
４→サイリスタＳ５→転流コンデンサＣ４→サイリスタ
Ｓ８→リアクトルＬ２→直流コンデンサＣ２の経路を通
して流れ、第１の単位インバータ２のサイリスタＳ１−
Ｓ４には、その後第６図(B)の時刻ｔ１点以後に示すよ
うな逆電圧が印加されることになる。次に第６図の時刻
ｔ２点で第５図(K)に示すようなゲート信号が第３の単
位インバータ５のサイリスタＳ９−Ｓ１２に、同様に時
刻ｔ３点で第５図(M)に示すようなゲート信号が第４の
単位インバータ６のサイリスタＳ１３−Ｓ１５に、時刻
ｔ４点で第５図(H)に示すようなゲート信号が第１の単
位インバータ２のサイリスタＳ２−Ｓ３に、時刻ｔ５点
で第５図(J)に示すようなゲート信号が第２の単位イン
バータ３のサイリスタＳ６−Ｓ７に、時刻ｔ６点で第５
図(L)に示すようなゲート信号が第３の単位インバータ
５のサイリスタＳ１０−Ｓ１１に、時刻ｔ７点で第５図
(N)に示すようなゲート信号が第４の単位インバータ６
のサイリスタＳ１４−１５にそれぞれ与えられて、負荷
電流を第３の単位インバータ５→第４の単位インバータ
６→第１の単位インバータ２→第２の単位インバータ→
第３の単位インバータ５と云う所定のタイミングで順次
時分割的に制御して行つて転流させるものである。この
ように出力電圧の半周期毎に各単位インバータのサイリ
スタ群を所定のタイミングで時分割制御して行くと、第
６図の時刻ｔ１点で消弧する第１の単位インバータ２の
サイリスタＳ１−Ｓ４には、第６図(B)の時点ｔ１〜時
点ｔ４の期間に示すような逆電圧が印加されることにな
る。この第６図(B)の逆電圧波形図より明らかなよう
に、本発明によればインバータ出力電圧の１周期Ｔにつ
き7/4Ｔの期間に渡つて所定の逆電圧が印加され、この
逆電圧の期間は第１図で説明した従来方法に比し7/4Ｔ
÷3/4Ｔ＝7/3≒2.3倍も長くなつている。このことはと
りも直さず、従来装置で用いたターンオフタイムｒのサ
イリスタを本発明で用いた場合での、本発明によればイ
ンバータの出力周波数の上限値を実質的に2.3倍も高め
ることができる。以上の説明は単位インバータを直列接
続してなるインバータユニツトを２組用いて並列接続し
た場合の高周波インバータについて述べたが、例えば上
記インバータユニツトを任意数並列接続した高周波イン
バータにも本発明による時分割制御方法を適用すること
が可能で、かかる場合、インバータユニツトが多ければ
多いほど逆電圧の印加期間が長くなつて、最大出力周波
数をより一層高め得ると云う利点がある。
以上のように本発明に於ては、インバータユニツト群の
個々の単位インバータをインバータ出力電圧の半周期毎
に対応して順次時分割制御して行くものであるから、以
下に示すように種々の効果を奏するものである。
個々の単位インバータをインバータ出力電圧の半周期毎
に対応して順次時分割制御して行くものであるから、以
下に示すように種々の効果を奏するものである。
従来の高周波インバータ装置と全く同一の主回路構成
であつても、従来の時分割制御方法に比し最大出力周波
数を略2.3倍も高め得ることができる。
であつても、従来の時分割制御方法に比し最大出力周波
数を略2.3倍も高め得ることができる。
出力周波数の上限値を従来方法に比し実質的に数倍も
高めたものであるから、素子群に印加する逆電圧の期間
を充分に確保でき非常に広範囲の周波数の下でも安定し
た運転を行なうことができる。
高めたものであるから、素子群に印加する逆電圧の期間
を充分に確保でき非常に広範囲の周波数の下でも安定し
た運転を行なうことができる。
従来装置の主回路構成のままで最大出力周波数を実質
的に略数倍と云うように高めることができるので、非常
に経済的な高周波インバータを提供することができる。
的に略数倍と云うように高めることができるので、非常
に経済的な高周波インバータを提供することができる。
各インバータユニツトの動作時間を全て同一時間とな
るように所定の時分割制御を行なうものであるから、直
流電圧源の各直流コンデンサ相互間の電圧がアンバラン
スになることは決してなく、これにより直流コンデンサ
の過電圧を防止することができる。
るように所定の時分割制御を行なうものであるから、直
流電圧源の各直流コンデンサ相互間の電圧がアンバラン
スになることは決してなく、これにより直流コンデンサ
の過電圧を防止することができる。
第１図は代表的な高周波インバータの主回路構成を示す
具体的な回路図、第２図はそのインバータに従来の時分
割制御方法を適用した場合の出力電圧と逆電圧との対応
関係を示す動作オツシログラム図、第３図は本発明に係
る高周波インバータを示す具体的な回路構成図、第４図
はそのインバータに適用するゲート信号発生回路の一実
施例を示す具体的な回路構成図、第５図はそのゲート発
生回路よりゲート信号群を得る場合の動作過程を示すタ
イムチヤート図、第６図はそのゲート信号を用いた場合
のインバータ出力電圧と逆電圧との対応関係を示す動作
オツシログラム図。 １は順変換部、２−３及び５−６は単位インバータ、４
はタンク回路、７はコンパレータ、８及び１２−１３は
ＮＯＴゲート、９はＪ−Ｋフリップフロツプ、１０−１
１はＡＮＤゲート、１４−１７は分周回路、Ｓ１〜Ｓ
１６は主サイリスタ、Ｌ１−Ｌ２及びＬ４−Ｌ５はリア
クトル、Ｃ１−Ｃ２は直流コンデンサ、Ｃ１−Ｃ２は直
流コンデンサ、Ｃ３−Ｃ４及びＣ６−Ｃ７は転流コンデ
ンサ。
具体的な回路図、第２図はそのインバータに従来の時分
割制御方法を適用した場合の出力電圧と逆電圧との対応
関係を示す動作オツシログラム図、第３図は本発明に係
る高周波インバータを示す具体的な回路構成図、第４図
はそのインバータに適用するゲート信号発生回路の一実
施例を示す具体的な回路構成図、第５図はそのゲート発
生回路よりゲート信号群を得る場合の動作過程を示すタ
イムチヤート図、第６図はそのゲート信号を用いた場合
のインバータ出力電圧と逆電圧との対応関係を示す動作
オツシログラム図。 １は順変換部、２−３及び５−６は単位インバータ、４
はタンク回路、７はコンパレータ、８及び１２−１３は
ＮＯＴゲート、９はＪ−Ｋフリップフロツプ、１０−１
１はＡＮＤゲート、１４−１７は分周回路、Ｓ１〜Ｓ
１６は主サイリスタ、Ｌ１−Ｌ２及びＬ４−Ｌ５はリア
クトル、Ｃ１−Ｃ２は直流コンデンサ、Ｃ１−Ｃ２は直
流コンデンサ、Ｃ３−Ｃ４及びＣ６−Ｃ７は転流コンデ
ンサ。
Claims (1)
- 【請求項１】サイリスタを純ブリッジ接続し、その橋絡
点間に転流コンデンサを接続し、更にこの純ブリッジ回
路と直列にリアクトルを接続して第１の単位インバータ
とし、この第１の単位インバータと同様に構成された第
２の単位インバータを前記第１の単位インバータと直列
に接続して第１のインバータユニットを構成し、且つ前
記第１の単位インバータと同様に構成された第３，第４
の単位インバータを直列に接続したインバータユニット
を前記第１のインバータユニットと任意数並列に接続
し、この並列回路を中性点付き直流電源の正負極間に接
続すると共に、前記第１，第２の単位インバータの接続
点と前記第３，第４の単位インバータの接続点間を橋絡
し、この橋絡点と前記直流電源の中性点間に負荷を接続
して構成した高周波インバータの制御方法であって、 高周波インバータの出力電圧の半波周期ごとに前記第１
〜第４の単位インバータをその順で各単位インバータの
充電方向を正極性に充電するように単位インバータ内の
サイリスタ群の点弧ゲート信号を制御し、複数並列接続
されるインバータユニットの全単位インバータ内の転流
コンデンサが始めの単位インバータ内の転流コンデンサ
の充電極性に充電が完了した後に、始めの第１の単位イ
ンバータに戻り、この単位インバータから前記順序で各
単位インバータの転流コンデンサが逆極性に充電される
ように各単位インバータ群の点弧ゲート信号を時分割制
御することを特徴とする高周波インバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56174217A JPH0632566B2 (ja) | 1981-10-30 | 1981-10-30 | 高周波インバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56174217A JPH0632566B2 (ja) | 1981-10-30 | 1981-10-30 | 高周波インバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5875481A JPS5875481A (ja) | 1983-05-07 |
| JPH0632566B2 true JPH0632566B2 (ja) | 1994-04-27 |
Family
ID=15974769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56174217A Expired - Lifetime JPH0632566B2 (ja) | 1981-10-30 | 1981-10-30 | 高周波インバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0632566B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69210940T2 (de) * | 1991-10-21 | 1996-11-14 | Toshiba Kawasaki Kk | Leistungsumrichter |
| US9812943B2 (en) | 2014-06-17 | 2017-11-07 | Meidensha Corporation | Resonant load power conversion device and time division operation method for resonant load power conversion device |
| JP6079861B1 (ja) | 2015-12-16 | 2017-02-15 | 株式会社明電舎 | 共振負荷用電力変換装置および共振負荷用電力変換装置の時分割運転方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5280427A (en) * | 1975-12-26 | 1977-07-06 | Mitsui Shipbuilding Eng | Method of controlling time division type inverter |
| JPS5858911B2 (ja) * | 1978-06-12 | 1983-12-27 | 株式会社明電舎 | 高周波インバ−タ |
-
1981
- 1981-10-30 JP JP56174217A patent/JPH0632566B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5875481A (ja) | 1983-05-07 |
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