JPS61180576A - Ｍｏｓ・ｆｅｔのインバ−タ回路 - Google Patents
Ｍｏｓ・ｆｅｔのインバ−タ回路Info
- Publication number
- JPS61180576A JPS61180576A JP60018386A JP1838685A JPS61180576A JP S61180576 A JPS61180576 A JP S61180576A JP 60018386 A JP60018386 A JP 60018386A JP 1838685 A JP1838685 A JP 1838685A JP S61180576 A JPS61180576 A JP S61180576A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- mos
- fet
- voltage side
- capacitor
- flywheel diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、例えばモータ駆動用として用いる高周波のＭ
ＯＳ−ＦＥＴインバータ回路に関する。
ＯＳ−ＦＥＴインバータ回路に関する。
モータり動車向上と低騒音化を図る方法として、例えば
日立評論ＶＯＬ、６５４４Ｆ３５〜４０に示されるよう
にＭＯＳ−ＦＥＴを使用したインバータによシモータを
駆動するものが知られている。
日立評論ＶＯＬ、６５４４Ｆ３５〜４０に示されるよう
にＭＯＳ−ＦＥＴを使用したインバータによシモータを
駆動するものが知られている。
ＭＯＳ−ＰＥＴはスイッチングスピーカが速いのでイン
バータの高周波動作が可能とな９、モータ電流の正弦波
化が可能となり、モータの効率向上が図れる。しかし、
インバータ回路に過電流が流れると、回路の配線インダ
クタンスに蓄えられるエネルギーが大きくなるため、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴＩＥオフするときに過電圧が印加し、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴか破壊する恐れがあった。すなわち、特定の
１相のＭＯＳ −ＦＥＴがスイッチングを行なうときの
等価回路は第３図に示すようになる。この回路において
、２１は配線インダクタンス、２２〜２３はＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２，３のドレイン、ソース間の各賞でらる出力容量
、２４は電流源である。この等価回路において、ＭＯＳ
−ＦＥＴ３がオンしている期間は破線で示した経路で電
流が流れる。次にＭＯＳ −ＦＥＴ３がオフすると、電
流源２４の電流はフライホイールダイオード９に還流す
るが、配線４ンダクタンス２１に蓄えられていたエネル
ギーはＭＯＳ−ＦＥＴ３の出力答ｆ２３に放出する。こ
のため、オフしたＭＯＳ−ＦＥＴ３には過度的に直流電
源１の電圧より入きな電圧が印加される。インバータ回
路もしくはモータに事故が発生し、ＭＣｌ５− ＦＥＴ
３に過電流が流れた場合は配線インダクタンス２１の蓄
積エネルギーが大きくなる。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ
３の出力容量２３たけでは吸収しきれなくなシ、オフし
たときの印加電圧が定格電圧を越え、ＭＯＳ−ＦＥＴが
破壊することがあった。
バータの高周波動作が可能とな９、モータ電流の正弦波
化が可能となり、モータの効率向上が図れる。しかし、
インバータ回路に過電流が流れると、回路の配線インダ
クタンスに蓄えられるエネルギーが大きくなるため、Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴＩＥオフするときに過電圧が印加し、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴか破壊する恐れがあった。すなわち、特定の
１相のＭＯＳ −ＦＥＴがスイッチングを行なうときの
等価回路は第３図に示すようになる。この回路において
、２１は配線インダクタンス、２２〜２３はＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ２，３のドレイン、ソース間の各賞でらる出力容量
、２４は電流源である。この等価回路において、ＭＯＳ
−ＦＥＴ３がオンしている期間は破線で示した経路で電
流が流れる。次にＭＯＳ −ＦＥＴ３がオフすると、電
流源２４の電流はフライホイールダイオード９に還流す
るが、配線４ンダクタンス２１に蓄えられていたエネル
ギーはＭＯＳ−ＦＥＴ３の出力答ｆ２３に放出する。こ
のため、オフしたＭＯＳ−ＦＥＴ３には過度的に直流電
源１の電圧より入きな電圧が印加される。インバータ回
路もしくはモータに事故が発生し、ＭＣｌ５− ＦＥＴ
３に過電流が流れた場合は配線インダクタンス２１の蓄
積エネルギーが大きくなる。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ
３の出力容量２３たけでは吸収しきれなくなシ、オフし
たときの印加電圧が定格電圧を越え、ＭＯＳ−ＦＥＴが
破壊することがあった。
そこで、この過電圧を防止するため、第４図に示すよう
にＭＯＳ−ＦＥＴにスナバ回路を接続する方法が従来か
ら一般的に行なわれている。
にＭＯＳ−ＦＥＴにスナバ回路を接続する方法が従来か
ら一般的に行なわれている。
第４図において、１は直流電源、２〜７はＭＯＳ−ＰＥ
Ｔ、８〜１３はフライホイールダイオード、１４はモー
タ、２５〜３０はスナバ回路を構成する抵抗、３１〜３
６はスナバ回路を構成するコンデンサでロシ、抵抗２５
とコンデンサ３１、同じく２６と３２、・・・・・・・
・・３０と３６で構成されるスナバ回路によって各ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２〜７に印加される電圧の電圧上昇率と配線
インダクタンスに蓄えられたエネルギーによる過電圧の
抑制が行なわれる。
Ｔ、８〜１３はフライホイールダイオード、１４はモー
タ、２５〜３０はスナバ回路を構成する抵抗、３１〜３
６はスナバ回路を構成するコンデンサでロシ、抵抗２５
とコンデンサ３１、同じく２６と３２、・・・・・・・
・・３０と３６で構成されるスナバ回路によって各ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ２〜７に印加される電圧の電圧上昇率と配線
インダクタンスに蓄えられたエネルギーによる過電圧の
抑制が行なわれる。
ところが、このスナバ回路が動作するときには電力が消
費される。すなわち、該当するＭＯＳ・Ｆ ｒｔ Ｔが
オフし、スナバ回路のコンデンサが充電されるときは抵
抗で電力が消費され、ＭＯＳ・ ＦＥＴがオンす
ることによって、コンデンサのエネルギーは抵抗とＭＯ
Ｓ−ＦＥＴによって全部消費される。
費される。すなわち、該当するＭＯＳ・Ｆ ｒｔ Ｔが
オフし、スナバ回路のコンデンサが充電されるときは抵
抗で電力が消費され、ＭＯＳ・ ＦＥＴがオンす
ることによって、コンデンサのエネルギーは抵抗とＭＯ
Ｓ−ＦＥＴによって全部消費される。
このよ為に、スナバ回路では電力損失が発生するのでＭ
ＯＳ−ＦＥＴインバータのように高周波動作させる場合
は抵抗とＭＯＳ−ＦＥＴの損失が犬きくなシ、インバー
タ回路の効率を低下させるという問題点が生じる。また
、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング損失の増大によって温
度上昇が犬きくなるという問題点がある。
ＯＳ−ＦＥＴインバータのように高周波動作させる場合
は抵抗とＭＯＳ−ＦＥＴの損失が犬きくなシ、インバー
タ回路の効率を低下させるという問題点が生じる。また
、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング損失の増大によって温
度上昇が犬きくなるという問題点がある。
本発明の目的は、スナバ回路を用いずにＭＯＳ・ＦＥＴ
を過電圧から保護することができるＭＯＳ−ＦＥＴのイ
ンバータ回路を提供することにある。
を過電圧から保護することができるＭＯＳ−ＦＥＴのイ
ンバータ回路を提供することにある。
不発明は、各アームのＭＯＳ−ＦＥＴの近傍に小容量の
電源コンデンサを接続し、配線インダクタンスに蓄えら
れたエネルギーはそのコンデンサで吸収するように構成
したものである。
電源コンデンサを接続し、配線インダクタンスに蓄えら
れたエネルギーはそのコンデンサで吸収するように構成
したものである。
以１、本発明の一実施例を図によシ説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すインバータ回路であシ
、１は直流電源、２〜７はＭＯＳ−ＦＥＴ。
、１は直流電源、２〜７はＭＯＳ−ＦＥＴ。
８〜１３はフライホイールダイオード、１４はモータ、
１５〜２０はコンデンサでるる。この実施例は、第４図
の従来回路と比較して分かるように高圧側のフライホイ
ールダイオード９を低圧側ＭＯＳ−ＦＥＴ３の近傍に、
低圧側のフライホイールダイオード８ｔ−高圧側ＭＯＳ
−ＦＥＴ２の近傍に配置しているのが特徴でおる。また
、直流電源電圧に光電されたコンデンサ１５．１６’ｉ
それぞれのＭＯＳ−ＦＥＴ２，３の近くに配置している
ことも特徴である。
１５〜２０はコンデンサでるる。この実施例は、第４図
の従来回路と比較して分かるように高圧側のフライホイ
ールダイオード９を低圧側ＭＯＳ−ＦＥＴ３の近傍に、
低圧側のフライホイールダイオード８ｔ−高圧側ＭＯＳ
−ＦＥＴ２の近傍に配置しているのが特徴でおる。また
、直流電源電圧に光電されたコンデンサ１５．１６’ｉ
それぞれのＭＯＳ−ＦＥＴ２，３の近くに配置している
ことも特徴である。
この構成において、ＭＯＳ −ＦＥＴ３がオフするとき
の動作について説明する。ＭＯＳ−ＦＥＴ３がオフする
と、モータ電流はフライホイールダイオード９に還流す
る。このとき、第３図で述べた配線インダクタンスに蓄
積されていたエネルギーはインバータ回路の各アームに
接続されているコンデンサ１５〜２０に放出される。こ
の回路ではＭＯＳ−ＦＥＴ３、コンデンサ１６．７２イ
ホイールダイオード９の配線経路が最短になるようにし
ているため、この経路内の配線インダクタンスは微小で
ある。従って、この社路内の配線インダクタンスに蓄え
られたエネルギーはＭＯＳ・ＦＥＴの出力容量だけで吸
収できる。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ３がオフしたとき
に印加される過電圧は、コンデンサ１６の吸収電圧で定
まる。前述したように、配線インダクタンスに蓄積され
ていたエネルギーはコンデンサ１５〜２０に放出される
ため、この時ＬＣ振動現象が発生し、コンデンサ１６の
電圧は直流電源電圧以上に上昇する。
の動作について説明する。ＭＯＳ−ＦＥＴ３がオフする
と、モータ電流はフライホイールダイオード９に還流す
る。このとき、第３図で述べた配線インダクタンスに蓄
積されていたエネルギーはインバータ回路の各アームに
接続されているコンデンサ１５〜２０に放出される。こ
の回路ではＭＯＳ−ＦＥＴ３、コンデンサ１６．７２イ
ホイールダイオード９の配線経路が最短になるようにし
ているため、この経路内の配線インダクタンスは微小で
ある。従って、この社路内の配線インダクタンスに蓄え
られたエネルギーはＭＯＳ・ＦＥＴの出力容量だけで吸
収できる。このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ３がオフしたとき
に印加される過電圧は、コンデンサ１６の吸収電圧で定
まる。前述したように、配線インダクタンスに蓄積され
ていたエネルギーはコンデンサ１５〜２０に放出される
ため、この時ＬＣ振動現象が発生し、コンデンサ１６の
電圧は直流電源電圧以上に上昇する。
この電圧上昇分はコンデンサ容−ｉｔ増加することによ
って小石くできる。すなわち、インバータ回路に過電流
が流れた場合でもＭＯＳ−ＦＥＴの耐圧ｋｍえないよう
なコンデンサを接続することによってＭＯＳ−ＦＥＴを
過電圧による破壊から防止することができる。
って小石くできる。すなわち、インバータ回路に過電流
が流れた場合でもＭＯＳ−ＦＥＴの耐圧ｋｍえないよう
なコンデンサを接続することによってＭＯＳ−ＦＥＴを
過電圧による破壊から防止することができる。
第２図は、直流電源１の回路構成金示したものでめるが
、通常この棟のインバータ回路の直流電源としては、３
相交流電源電圧を全波整流し、コンデンサで平滑する形
式のものが用いられるのが一般的であ−る。この場合に
、不発明のフライホイールダイオード８〜１３の近傍に
ｋｍするコンデンサ１５Ａ−２０は、＠流亀源１の平滑
用コンデンサと回路的には四じ箇所に接続されるもので
ある。
、通常この棟のインバータ回路の直流電源としては、３
相交流電源電圧を全波整流し、コンデンサで平滑する形
式のものが用いられるのが一般的であ−る。この場合に
、不発明のフライホイールダイオード８〜１３の近傍に
ｋｍするコンデンサ１５Ａ−２０は、＠流亀源１の平滑
用コンデンサと回路的には四じ箇所に接続されるもので
ある。
従って、直流電源１に平滑コンチンＶを接続することな
く、インバータ回路内の各アームに接続するコンデンサ
１５〜２０だけで平滑効果を持たせることができ、部品
の節約と回路の簡素化を図ることができる。
く、インバータ回路内の各アームに接続するコンデンサ
１５〜２０だけで平滑効果を持たせることができ、部品
の節約と回路の簡素化を図ることができる。
以上に述べたように本発明によれは、スナバ回路を用い
ることなく、インバータ回路に過電流が流れたときのＭ
ＯＳ−ＦＥＴオフ時の過電圧を防止できる。このため、
スナバ回路の電力損失分を低減でき、インバータ回路の
効率を１０チ程度上げることができるなどの優れた効果
が得ら扛る。
ることなく、インバータ回路に過電流が流れたときのＭ
ＯＳ−ＦＥＴオフ時の過電圧を防止できる。このため、
スナバ回路の電力損失分を低減でき、インバータ回路の
効率を１０チ程度上げることができるなどの優れた効果
が得ら扛る。
第１図は本発明の一実施例を示す３相イ／バータの回路
図、第２図は直流電源の［ｇＪ路図、第３図は１相のＭ
ＯＳ−ＦＥＴオフ時の等価回路図、第４図はスナバ回路
を用いた従来のインバータの回路図でりる。 １・・・直流電源、２〜７・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ、８〜
１３・・・フライホイールダイオード、１４・・・モー
タ、１５〜２０・・・コンデンサ。
図、第２図は直流電源の［ｇＪ路図、第３図は１相のＭ
ＯＳ−ＦＥＴオフ時の等価回路図、第４図はスナバ回路
を用いた従来のインバータの回路図でりる。 １・・・直流電源、２〜７・・・ＭＯＳ−ＦＥＴ、８〜
１３・・・フライホイールダイオード、１４・・・モー
タ、１５〜２０・・・コンデンサ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、各アームのＭＯＳ・ＦＥＴのドレイン・ソース間に
フライホイールダイオードが接続されるインバータ回路
において、直流電源電圧に充電された第１のコンデンサ
の正極側を高圧側ＭＯＳ・ＦＥＴのドレイン端子、負極
側を低圧側フライホイールダイオードのアノード端子に
接続し、直流電源電圧に充電された第２のコンデンサの
正極側を高圧側フライホイールダイオードのカソード端
子、負極側を低圧側ＭＯＳ・ＦＥＴのソース端子に接続
し、前記第１のコンデンサと低圧側フライホイールダイ
オードは高圧側ＭＯＳ・ＦＥＴの近傍に、前記第２のコ
ンデンサと高圧側フライホイールダイオードは低圧側Ｍ
ＯＳ・ＦＥＴの近傍にそれぞれ配置することを特徴とす
るＭＯＳ・ＦＥＴのインバータ回路。 ２、第１、第２のコンデンサは直流電源の平滑コンデン
サとして共用することを特徴とする特許請求の範囲第１
項記載のＭＯＳ・ＦＥＴのインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60018386A JPS61180576A (ja) | 1985-02-01 | 1985-02-01 | Ｍｏｓ・ｆｅｔのインバ−タ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60018386A JPS61180576A (ja) | 1985-02-01 | 1985-02-01 | Ｍｏｓ・ｆｅｔのインバ−タ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61180576A true JPS61180576A (ja) | 1986-08-13 |
Family
ID=11970275
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60018386A Pending JPS61180576A (ja) | 1985-02-01 | 1985-02-01 | Ｍｏｓ・ｆｅｔのインバ−タ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61180576A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5070426A (en) * | 1987-05-13 | 1991-12-03 | Otis Elevator Company | Clipper circuit for power transistor circuit and inverter circuit utilizing the same |
| JPH0597060U (ja) * | 1991-11-11 | 1993-12-27 | 日本開閉器工業株式会社 | 端子カバー付き接続装置を具備する電気部品 |
-
1985
- 1985-02-01 JP JP60018386A patent/JPS61180576A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5070426A (en) * | 1987-05-13 | 1991-12-03 | Otis Elevator Company | Clipper circuit for power transistor circuit and inverter circuit utilizing the same |
| JPH0597060U (ja) * | 1991-11-11 | 1993-12-27 | 日本開閉器工業株式会社 | 端子カバー付き接続装置を具備する電気部品 |
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