JPS61158067A - 光学式デイスク再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ この発明は例えばＣＤ（コンパクトディスク）、ＶＤ（
ビデオディスク）等の光学式ディスクを再生する光学式
ディスク再生装置に係り、特に低電　　。

圧化に伴って生じる光学式ピックアップの出力電流のば
らつきに対してＲＦ信号の振幅が一定となるようにレー
ザ出力をｗ１＠するものに関する。

［発明の技術的背景とその問題点］ 従来より、例えばＣＤ方式の光学式ディスク再生装！（
以下ＣＤ再生装置と称する）にあっては、レーザ光をデ
ィスクの一方面に照射し、そのディスク面に形成されて
いるビットの有無に応じて変化を受けた反射光を受光す
る光学式ピックアップを用いてディスクに記録された情
報信号を読取るようになされており、この光学式ピック
アップの上記反射光を受光するフォトディテクタに多分
割式のものが用いられる場合、第４図に示す°ようなＲ
Ｆ信号増幅回路を用いて上記ビットの有無に対応したＲ
’　Ｆ信号を取出している。

すなわち、第４図中符号１１は光学式ピックアップ内の
４分割フォトディテクタで、このディテクタ１１の各受
光領域Ａ−ＤのうちＡ及びＣで光電変換して取出された
信号を電流加算された後、第１の１！流電圧（Ｉ−Ｖ）
変換回路１２ａで第１の電圧信号−■１に変換され、Ｂ
及びＤで光電変換して取出された信号は同様に電流加算
された後、第２のＩ−Ｖ変換回路１２ｂで第２の電圧信
号−ｖ２に変換される。これらの電圧信号−Ｖｌ　、−
Ｖ２は、ここでは図示しないが減算されてフォーカスエ
ラー信号として取出されると共に、そ・れぞれ抵抗Ｒ１
〜Ｒ３及びオペアンプＡ１よりなる加算回路１３で加算
されてピットの有無に対応したＲＦ信号ＶＯＵｔとして
取出される。ここで、上記加算回路１３に供給される電
源電圧をＶｃｃ、基準電圧をＶ　ｒｅｆとすると、上記
ＲＦ信＠　Ｖ　ｏｕｔは、Ｖ、　　　　Ｖ。

Ｖｏｕｔ　−Ｒ３（＋　　Ｃ）　＋Ｖｒｅｆ・・・（１
） と表わせる。そして、その出力波形は第６図（ａ）に示
すようになり、全反射レベルで最高値となる。

尚、上記ディテクター１の各受光領ｔａＡ−Ｄから出力
される電流は一方向（図中矢印で示す方向）のみなので
、各１一■変換回路１２ａ　、　１２ｂの出力電圧−Ｖ
ｌ　、−Ｖ２は基準電圧Ｖ　ｒｅｆに対して下側、また
加算回路１３の出力電圧Ｖｏｕｔは基準電圧ｖ　ｒｅｒ
に対して上側のみしか振れない。

ところで、以上のような従来の光学式ディスク再生装置
のＲＦ信号増幅回路は、１ｉｆｔ！電圧Ｖｃｃが高い場
合には問題ないが、ポータプルタイプの再生装置に適用
するために低電圧化を施す場合には次のような問題が生
じている。

（１）　　そのままｉ！源電圧Ｖｃｃを下げると、ＲＦ
信号ｙｏｕｔが第６図（ｂ）に示すようにクリップして
しまう。このクリップを防止するためにはゲインを下げ
なければならない。

（２１（１）のようにゲインを下げると、次段のデータ
スライス回路（ＥＦＭ信号生成回路）でうまくスライス
処理することができない。

以上のような問題を解決するために、従来より第５図に
示すようなＲＦ信号増幅回路が考えられている。すなわ
ち、このＲＦ信号増幅回路では、前記加算回路１３のオ
ペアンプＡの反転入力端（−）をレベルシフト用’ｉｉ
ｍｔｏを介してｖ　ｃｃｉｆ源に接続し、前記抵抗Ｒ３
に代えて可変抵抗ＶＲ１を接続するようにしたものであ
る（以下この加算回路をレベルシフト加算回路と称する
）。つまり、上記ｒｉ流源■０よりオペアンプＡ１の反
転入力端（−）に電流■０を供給し、第６図（Ｃ，）に
示すように出力ＤＣレベルを下側にレベルシフトするこ
とによって上記問題を解決することができる。

そして、可変抵抗ＶＲ１の調整によりＲＦ信号振幅を一
定にすることができる。しかしながら、このＲＦ信号増
幅回路によって取出されるＲＦ信号ｖｏｕｔは、可変抵
抗ＶＲＩの抵抗値をＲ，ａとするＶ、　　　　　Ｖ。

ＶＯｕｊ　−Ｒａ　　（Ｃｇ）　−１Ｒａ　＋Ｖｒｅｆ
＋ ・・・（２） で表わせるので、入力信号が大きいとき可変抵抗ＶＲ１
の抵抗値Ｒａを小ざくすると、これに対応してレベルシ
フト量も小さくなってしまうことになる。

［発明の目的］ この発明は上記のような問題を改善するためになされた
もので、駆動電圧を低電圧化しても光学式ピックアップ
のばらつきによってＲＦ信号出力が飽和することなくそ
の振幅レベルを一定にＩ］ｌ［Ｉし得る光学式ディスク
再生装置を提供することを目的とする。

［発明の概要］ すなわち、この発明に係る光学式ディスク再生装置は、
レーザ素子の出力レベルを検出するモニタ素子と、この
モニタ素子の出力及び第１の基準電圧を比較してその差
電圧を取出す第１の比較回路と、所定周期のパルス信号
を生成し該パルス信号を前記差電圧に応じてパルス幅変
調するパルス幅変調回路と、このパルス幅変調回路の出
力ｌくレスによりスイッチング制御されるスイッチング
素子を有し該スイッチング素子を介して得られるパルス
電圧を整流平滑して前記レーザ素子に駆動電圧として供
給するレーザ素子駆動回路と、光学式ピックアップの出
力のピークレベルを検出するピーク検波回路と、このピ
ーク検波回路の出力及び第２の基準電圧を比較してその
差電圧を取出す第２の比較回路とを具喝し、この第２の
比較回路の出力に応じて前記パルス幅変調回路の出力パ
ルス幅を可変制御するようにしたことを特徴とするもの
である。

［発明の実施例］ 以下、第１図を参照してこの発明の一実施例を詳細に説
明する。

第１図はフォーカスサーボ回路、トラッキングサーボ回
路及びレーザ出力制御回路の低電力化のためにフォーカ
スエラー信号ＦＥ、トラッキングエラー信号ＴＥレーザ
出力の誤差出力をパルス幅変：Ｉ（ＰＷＭ）Ｌ、各アク
チュエータ及びレーザダイオードＬＤをＰＷＭ−ＢＴＬ
　（バランスド・トランスフォーマレス）駆動するよう
にした３ビ一ム方式のＣＤ再生装置にこの発明を適用し
た場合の構成を示すもので、図中符号２１は前記ビット
列の中央に照射されるメインビームのディスク反射光を
受光して光電変換する４分割メインディテクタ、２２．
２３はそれぞれ前記ビット列の両側に位置するように照
射される２つのサブビームの反射光を受光して光電変換
するサブディテクタであり、上記４分割メインディテク
タ２１の各受光領域Ａ〜Ｄの出力のうちＡと０１ＢとＤ
はそれぞれ電流加算された後、第１及び第２のＩ−Ｖ変
換回路２４１゜２４２によって電圧信号に変換される。

この２つの電圧信号は第１の減算回路２５１によって減
算され、周知のフォーカスエラー信号ＦＥとして取出さ
れると共に、ざらにレベルシフト加算回路２６によって
電圧加算され、ＲＦ信号として因示しないデータスライ
ス回路（ＥＦＭ復調回路）に供給される。

一方、上記２つのサブディテクタ２２．２３の各受光領
ＩＪｉｔＥ、　Ｆの出力はそれぞれ第３及び第４の１−
Ｖ変換回路２４３　、２４４によって減算され、周知の
トラッキングエラー信号ＴＥとして取出される。

また、図中２７はレーザ出力制御回路で、このレーザ出
力制御回路２７はモニタダイオードＭＯ１可変抵抗ＶＲ
２及び抵抗Ｒ４よりなるモニタ電圧検出回路２１１、オ
ペアンプＡ２及び基準電圧源Ｅ１よりなる誤差電圧検出
回路２７２、電流源　■１゜１２、積分用コンデンサＣ
１、キャリア信号３ｃによってスイッチング制御される
スイッチＳ１、基準電圧源Ｅ２及びコンパレータＣＭＰ
１よりなるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号生成回路２１３
、抵抗Ｒ６〜Ｒ８、スイッチングトランジスタＱ１、平
滑用コンデンサＣ２、ダイオードＤ１、コイルし１、平
滑用コンデンサＱ３　、Ｃ４及びレーザダイオードＬＤ
よりなるＬＤ駆動回路２７４で構成されている。

すなわち、このレーザ出力制御回路２１はレーザダイオ
ードＬＤのレーザ出力をモニタダイオードＭＤでモニタ
し、可変抵抗ＶＲから取出されるモニタ電圧ＶＭＤと基
ｒ！Ｉ−電圧源Ｅ１より出力される基準電圧■１との差
電圧（誤差電圧）を検出する。

そして、この誤差電圧に応じてＮ流［１１の電流量を可
変制御し、コンデンサＣ１の充電速度を変化させる。こ
こで、コンデンサＣ１はキャリア信号ＳＣのトリが周期
に応じて放電されるため、コンパレータＣＭＰＩの反転
入力＠（−）に鋸歯状波電圧信号Ｖ　ｒａｍｐを出力す
る。このため、コンパレータＣＭＰＩは鋸歯状波電圧信
号Ｖ　ｒａａ＋ｐと非反転入力端（＋）に供給される基
１１！電圧ＩＩＥＩの出力■１とを比較してパルス信号
を出力するようになる。したがって、上記電流源１１の
出力変化によりコンデンサＣ１の充電速度を変化させる
と、コンパレータＣＭＰＩはパル各出力を誤差検出口― 路２７２の出力に応じてパルス幅変調（ＰＷＭ）するよ
うになる。このＰＷＭ信号はＬＤ駆動回路２７４のスイ
ッチングトランジスタＱ１をスイッチング制御する。こ
のＬＤ駆動回路２７４はトランジスタＱ１のスイッチン
グ出力を整流平滑してレーザダイオードＬＤに供給し、
駆動する。これによって、レーザダイオードＬＤのレー
ザ出力はモニタダイオードＭＤの出力ＶＭＤと基準電圧
■１とが常に等しくなるように制御される。尚、上記レ
ーザダイオードＬＤの駆動を停止させるには、キャリア
信号Ｓｃ　＠Ｈ（ハイ）レベルに設定してスイッチ＄１
をオン状態にしておくだけでよい。

そして、上記ＣＤ再生ｉａでは、まず上記ＲＦ倍信号ピ
ーク検波回路２８に供給し、検波用コンデンサＣ５及び
放電用抵抗Ｒ９により設定される時定数に応じてピーク
検波する。その時定数はディスクの傷によりレーザ出力
が異常に増加するのを防止するため、傷によって生じる
ドロップアウトの時定数よりも十分長く設定する。そし
て、このピーク検波回路２８の出力■ｐを比較回路２９
のオペアンプＡ３に供給して基準電圧源Ｅ３の出力■３
、と比較し、その差電圧Ｖ２９を取出して上記電流源■
２の制御入力端に供給し、そ°の＊ｉ量を可変制御する
ようになされている。

すなわち、上記ＰＷＭ信号生成回路２１３において、コ
ンデンサＣ１の充電電流は電流源■１及びＩ２の合成′
Ｒ流１１−１２によって生成されるもので、Ｎ流源１２
は前述したようにピーク検波回路２８から出力されるＲ
Ｆ倍信号ピーク値ＶＤとＲＦ信号基準電圧Ｖ３とを比較
する比較回路２９の出力Ｖ２９によって制御される補助
電流源である。

つまり、この電流源Ｉ２の出力をＩＩＨ［することによ
ってＰＷＭ信号生成回路２７３のコンデンサＣ１の充電
速度がＲＦ倍信号ピーク値Ｖｐによって制御されること
になる。

ここで、ＲＦ倍信号ピーク値ＶｐがＲＦ信号基準電圧Ｖ
３よりも菖い場合、比較回路２９の出力Ｖ２９は電流源
Ｉ２の出力を大きくするようにｉ！ｌ！ｌ　５０する。

その結果、コンデンサＣ１の充電速度が遅くなるので、
コンパレータＣＭＰ１に供給される鋸歯状波電圧信号Ｖ
　ｒａｍｐの傾きが小さくなり、コンパレータ出力のＬ
レベルパルス幅が狭くなり、ＬＤ駆動回路２１４のスイ
ッチングトランジスタＱ１のオン期間が短くなる。この
ため、レーザダイオードＬＤのレーザ出力が減少し、Ｒ
Ｆ倍信号振幅（ピーク値）が下がる。このように、通常
のレーザ出力刺部の他にＲＦ倍信号ピーク値ＶｐとＲＦ
信号基準電圧■３とが等しくなるように自動的にレーザ
ダイオードＬＤのレーザ出力がｌ１１ｇされる。

したがって、上記ようなＣＤ再生ｉｉｇは、駆動電圧を
低電圧化した場合でも、光学式ピックアップのばらつき
によってＲＦ倍信号出力が飽和する前にレーザ出力を押
え、その振幅レベルを一定に１１１ＷＡすることができ
る。

尚、上記ＰＷＭ信号生成回路２１３の出力をＲＦ倍信号
ピーク値に応じて制御する場合、第２図に示すように構
成して基準電圧ｖ２を可変制御するようにしてもよい。

すなわち、このＰＷＭ信号生成回路２７３はコンパレー
タＣＭＰ１の非反転出力端（＋）、に抵抗ＲＩＯを接続
し、この抵抗Ｒ１０に電流源■２及びＩ３の合成電流を
供給するようにし、電流源■３の出力電流量を比較回路
２９の出力Ｖ２９によって制御するようにしたもので、
ＲＦ倍信号ピークｉ！Ｖｐが基準電圧■３以下のとき、
電流源■３の出力１！流を少なくして抵抗Ｒ１０に生じ
る基準電圧Ｖ２を低くしておき、ＲＦ倍信号ピーク値が
基準電圧■３以上となるとき電流源Ｉ３の出力電流を増
大させて基準電圧ｖ２を増加させ、ＰＷＭ信号出力のＬ
レベル期間を短くし、レーザダイオードＬＤに対する駆
動電流を少なくしてレーザ出力を低減させるようにした
ものである。

さらに、この発明に係るＣＤ再生装置は第３図に示すよ
うに構成してもよい、すなわちこの′ＣＤ再生装置は、
ＲＦ倍信号ピーク値を検波するのではなく、サブディテ
クタ２２．２３の各受光領域Ｅ。

Ｆで得られる信号をｔ−Ｖ変換回路２４３　、２４４で
電圧信号に変換した後、レベルシフト加算回路３０で電
圧加痺してサブビーム加算信号５ＢＡＤを生成し、この
サブビーム加算信号５ＢＡＤを上記ピーク検波回路２８
に供給するようにしたもので、ピーク検波回路２８の時
定数はディスクの傷等によって生じるドロップアウトの
時定数よりも十分長い時定数に設定し、また比較回路２
９の基準電圧源Ｅ３の出力レベルをサブビーム汀線信号
５ＢＡＤ用の基準レベルに設定する。つまり、上記サブ
ビーム加算信号５ＢＡＤは上記ＲＦ倍信号振幅上はぼ比
例すると考えられるので、そのピーク値を用いても同様
な効果を得ることができる。

また、フォーカスサーチ状態でフォーカスサーボが入っ
ていない場合には、ＲＦ倍信号ピーク値が小さいために
１２−〇となってレーザ出力が最大となる。これがレー
ザダイオードの寿命を短くする問題となる場合は、第３
図に示すように上記ピーク検波回路２８の出力Ｖｐを利
用して制御するようにしてもよい。すなわち、第３図に
おいてコンデンサＣ１に対して電流源Ｉ４及び切換制御
信号ＶｃがＨレベルでオフ状態になるスイッチＳ２の直
列回路と電流源Ｉ５をそれぞれ並列に接続し、ピーク検
波回路２８の出力Ｖｐと基準電圧源Ｅ４の出力■４とを
コンパレータＣＭＰ２でレベル比較し、このコンパレー
タＣＭＰ２の出力を切換制御信号３ｃとして上記スイッ
チＳ２の制御入力端に供給すると共に、オペアンプＡ３
の出力Ｖ２９により電流源■５の出力電流をｉＩＩＩｗ
Ｊするようにし、ＲＦ倍信号ピーク値Ｖｐが基１電圧■
３以上となるときスイッチＳ２をオフ状態に設定するよ
うにしたものである。つまり、ＲＦ倍信号るいはサブビ
ーム加算信号５ＢＡＤのピーク値が一定レベル以上ある
ときフォーカスが入っているとみなすことができるので
、これをコンパレータＣＭＰ２により検出してスイッチ
Ｓ２をスイッチングｉ制御するようにすれば、上記問題
を解決できる。

また、この発明は上記実施例に限定されるものではなく
、例えばレーザ出力制御回路はＰＷＭ駆動方式でなく、
誤差電圧に応じて直接レーザダイオードＬＤの駆ｌｌＪ
′Ｉｌ流を制御するような通常のレーザ出力回路でも、
上記比較回路２９の出力Ｖ２９に応じて上記レーザダイ
オードＬＤの駆動電流を制御するようにすれば、同様な
効果が得られるものである。

［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、駆Ｕ電圧を低電
圧化しても光学式ピックアップのばらつきによってＲＦ
信号出力が飽和することなくその振幅レベルを一定に１
ｌＪｔｌ得る光学式ディスク再生装置を提供することが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る光学式ディスク再生装置の一実
施例を示すブロック回路構成図、第２図及び第３図はそ
れぞれこの発明に係る他の実施例を示すブロック回路構
成図、第４図乃至第６図はそれぞれ光学式ディスク再生
装置のＲＦ信号検出手段を説明するためのブロック回路
図及びＲＦ信号出力波形図である。 ２１・・・メインディテクタ、２２．２３・・・サブデ
ィテクタ、２４１〜２４４・・・ｌ−Ｖ変換回路、２５
１　、２５２・・・減算回路、２６・・・レベルシフト
加算回路、２７・・・レーザ出力制御回路、２７１・・
・モニタ電圧検出回路、２７２・・・誤差電圧検出回路
、２７３・・・ＰＷＭ信号生成回路、２１４・・・ＬＤ
駆動回路、２８・・・ピーク検出回路、２９・・・比較
回路、ＭＤ・・・モニタダイオード、ＬＤ・・・レーザ
ダイオード、ＦＥ・・・フォーカスエラー信号、ＴＥ・
・・トラッキングエラー信号、３ｃ・・・キャリア信号
。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 情報信号が記録された光学式ディスクに対し、光学式ピ
   ックアップを用いてレーザ素子から放射されるレーザ光
   を照射しその反射光を受光することにより前記情報信号
   を読み出す光学式ディスク再生装置において、前記レー
   ザ素子の出力レベルを検出するモニタ素子と、このモニ
   タ素子の出力及び第１の基準電圧を比較してその差電圧
   を取出す第１の比較回路と、所定周期のパルス信号を生
   成し該パルス信号を前記差電圧に応じてパルス幅変調す
   るパルス幅変調回路と、このパルス幅変調回路の出力パ
   ルスによりスイッチング制御されるスイッチング素子を
   有し該スイッチング素子を介して得られるパルス電圧を
   整流平滑して前記レーザ素子に駆動電圧として供給する
   レーザ素子駆動回路と、前記光学式ピックアップの出力
   のピークレベルを検出するピーク検波回路と、このピー
   ク検波回路の出力及び第２の基準電圧を比較してその差
   電圧を取出す第２の比較回路とを具備し、この第２の比
   較回路の出力に応じて前記パルス幅変調回路の出力パル
   ス幅を可変制御するようにしたことを特徴とする光学式
   ディスク再生装置。