JPS6111380B2

JPS6111380B2 -

Info

Publication number: JPS6111380B2
Application number: JP54029686A
Authority: JP
Inventors: Toshimitsu Musha; Matsuo Sekine; Hidekazu Kiuchi; Takeshi Irabe
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1979-03-14
Filing date: 1979-03-14
Publication date: 1986-04-02
Also published as: FR2451589A1; JPS55122173A; DE3009753A1; IT1129650B; IT8020564A0; GB2044575B; FR2451589B1; DE3009753C2; GB2044575A; US4318101A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、レーダ信号処理等の信号処理におけ
る雑音信号の抑圧技術に関し、振幅強度分布がワ
イブル分布に従う任意の雑音に対してこれを受信
機雑音レベルにまで自動的に抑圧するLOG／
CFAR技術に関する。

以下ではレーダ信号処理におけるクラツタ抑圧
技術を例にとつて説明する。

振幅強度分布がレーレー分布に従うクラツタに
ついては、LOG／CFAR技術によつてこれが受
信機雑音レベルにまで抑圧されることが、すでに
クローニー（Croney）によつて提案されてい
る，ワイヤレス・エンジニア（Wireless
Engineer）の1956年４月号の83〜96ページ所載
のジエイ・クローニー（Ｊ・Croney）によるク
ラツタ・オン・レーダー・デイスプレーズ
（Clutter on Radar Displays 参照）。

このことを以下に説明する。一般にレーレー分
布の確率密度関数は(1)式で表わされる。

Ｐ_R（ｘ）＝２ｘ／σ^２exp〔−ｘ^２／σ^２〕(1)
ここで、確率変数ｘはレーダで受信されたクラツ
タの振幅値を表わすものとする。σはクラツタの
性質を示すパラメータである。このときクラツタ
の受信振幅レベルの平均および分散をそれぞれＥ
_R（ｘ），Ｖ_R（ｘ）で表わすとすれば、Ｖ_R（ｘ）＝σ^２（１−π／４） (3) で与えられる。(2)，(3)式が示すように、クラツタ
の受信振幅レベルは、パラメータσの値によつて
変化することが分かる。

このような受信信号をはじめに対数変換器に通
すことによつて非線形変換を行う。対数変換器の
出力信号を変数ｗで表わすものとし、対数変換器
の入出力特性を(4)式で表わす。

ｗ＝alog（bx） (4) ａ，ｂは定数とする。

このとき、対数変換器出力段におけるクラツタ
信号の平均と分散を同様にＥ_R,L（ｗ），Ｖ_R,L
（ｗ）で表わすとすれば、Ｅ_R,L（ｗ）＝alog（ｂσ）−ａ／２γ (5) Ｖ_R,L（ｗ）＝π^２／２４a² (6) で与えられる。ただしγはオイラーの定数で約
0.577である。(6)式から明らかなように、もとも
とパラメータσの値によつて平均も分散も変化し
ていたクラツタ信号は、対数変換器を通つたこと
によつて、平均の値の如何によらず分散が一定と
なることが分かる。

更に、ここで平均値減算処理を行い、処理後の
クラツタ信号をｕで表わすとすると、ｕ＝ｗ−Ｅ_R,L（ｗ） (7) である。

平均値減算処理後、今度は逆対数変換器を通
す。逆対数変換器出力段におけるクラツタ信号を
ｖで表わし、逆対数変換器の特性を(8)式で表わす
ものとする。

ｖ＝ｈ・exp（ku） (8) ｈ，ｋは定数とする。このとき、対数変換器、お
よび逆対数変換器の各定数の間に、 ka＝hb＝１ (9) なる関係を与えるとき、(4)，(5)，(7)からｖ＝ｈ／σexp（１／２γ）・ｘ (10) となるから、対数変換−平均値減算−逆対数変換
処理後のクラツタ信号の平均と分散をＥ_R,C
（ｖ），Ｅ_R,C（ｖ）とおくと、Ｖ_R,C（ｖ）＝h²（１−π／４）・exp（γ）(12) となる。

(11)，(12)式は、ｈを除いてすべて定数であり、又
ｈは逆対数変換器の特性を示すパラメータであつ
て、いずれにしても、もともとクラツタがもつて
いたパラメータσには依存しないことを示してい
る。このことは結局パラメータｈを適当に設定す
ることによつて、レーレー分布に従うクラツタを
受信機雑音程度に抑圧することが可能であること
を示すものである。

最初に設定したクラツク信号は(2)，(3)式が示す
ように、その受信信号レベルの平均値と分散値は
σおよびσ^２に比例して増大するものであつた。
ところがこれを対数変換−平均値減算−逆対数変
換処理することによつて、パラメータσの値には
無関係にすべて同一の平均値と分散値をもつた信
号に変換されたことになる。このようにクラツタ
がもともともつていたエネルギーの大きさに無関
係にすべて受信機雑音レベルにまで抑圧されるこ
とによつて、クラツタをターゲツトと誤まつて検
出する確率（誤警報確率）を一定にすることが出
来るため、今日この手法はLOG／CFAR
（CFAR；Constant False Alarm Rate）と呼ば
れている。

第１図にフローニーの発案に基づくLOG／
CFAR手法のブロツク図を示す。

第１図で、１００は入力端子、１１０は対数変
換器、１２１，１２２，……１２（2H＋１）は
シフトレジスタ、１３０は2H個の入力信号の平
均値を計算する平均値演算器、１４０は注目する
入力信号から、その前後各Ｈ個ずつの平均値を減
算するための減算器、１５０は逆対数変換器、１
６０は出力端子である。

ところで、このようなLOG／CFARの手法
は、飽くまでも対象とするクラツタ受信信号の振
幅強度分布がレーレー分布に従う場合にのみ有効
であり、レーレー分布以外の分布に従うクラツタ
に対してはCFAR化することができず、消え残り
が増大する結果となる。

現実にもLOG／CFAR処理によつて充分に抑
圧されないクラツタが発生する事実はよく知られ
ており、最近の観測の結果によれば、クラツタの
振幅特性がレーレー分布をする例は特定の場合で
あり、一般にはワイブル（Weibull）分布をする
ことが報告されている。（D.C.Schleher“Radar
Detection in Weibull Clutter”，IEEE Traus，
AES−12，６，P736（1976）参照）一般にワイブル分布の確率密度関数は（13）式
で表わされる。

Pw（ｘ）＝η／σ（ｘ／σ）〓^-1exp〔−（ｘ／σ
）〓〕（13）ここでη，σは共にパラメータであり、特にη＝
２のときこれは(1)式に帰着する。すなわち、レー
レー分布はワイブル分布の特殊な場合として表現
される。

このように、 (1) 現実に、レーレー分布に従わないクラツタが
存在する。

(2) ワイブル分布に従うクラツタの例が報告され
つつある。

(3) レーレー分布はワイブル分布の一特殊例であ
る。

の事実を考えるとき、ワイブル分布クラツタに対
するCFAR手法の検討は極めて有意義である。

受信信号の振幅強度分布がワイブル分布に従う
クラツタに対するCFAR手法の従来技術として
は、ハンセン（HANSEN）の手法がある。（1973
年10月23〜25日「レーダー現状と未来」国際学会
（INTERNATIONAL CONFERENCE ON
RADAR−PRESENT AND FUTURE）におけ
るブイ・グレージヤース・ハンセン（V.Gregers
Hansen）著によるコンスタント・フオールス・
アラーム・レート・プロセツシング・イン・サー
チ・レーダーズ（Constant False Alarm Rate
Processing ln Search Radars）参照）以下にハ
ンセンの手法について説明する。

はじめにレーダの受信信号レベルをｘで表わす
ものとし、ｘがワイブル分布に従うものとする。
すなわちｘの確率密度関数は（13）式で表わされ
るものとする。このときｘの平均，分散をそれぞ
れEw（ｘ），Vw（ｘ）とおけば Ew（ｘ）＝σ・Γ（１＋１／η）（14） Vw（ｘ）＝σ^２・Γ（１＋２／η）（15）であり、いずれもパラメータσ，ηの関数となつ
ている。パラメータσ，ηは共にワイブル分布の
形状を決定するパラメータであり、この場合に
は、もともとのクラツタの性質を表わすものであ
る。換言すれば、クラツタの性質が変化するにつ
れて、その受信信号レベルｘの平均および分散は
（14），（15）式に従つて変化する。

ここで、ワイブル分布の形を決めるパラメータ
σ，ηおよび受信信号レベルｘに対して、一般にＺ＝ｆ（ｘ，σ，η）（16）で表わされる変換を行うことによつて、変換され
た信号レベルＺを、パラメータσ，ηに無関係に
CFAR化することが考えられる。ハンセンの手法
は、ｘがワイブル分布に従うとき、その累積密度
関数をqw（ｘ）とおけば、 qw（ｘ）＝∫^ｘ _ｐPw（ｘ）dx＝１−exp〔−
（ｘ／σ）〓〕（17）Ｚ＝−log〔１−qw（ｘ）〕（18）と変換することによつて、Ｚの確率密度関数Ｐ_E
（ｚ）が、パラメータσ，ηには無関係にＰ_E（ｚ）＝ｅ×ｐ（−ｚ）（19）となることを利用するものである。このことはＺ＝（ｘ／σ）〓（20）と変数変換したことに他ならない。

次にハンセンの手法を具体化する方法について
述べる。はじめに、（21）式により対数変換す
る。

ｗ＝logx （21）このとき対数変換器出力段におけるクラツタ信
号の平均値、２乗平均値、および分散値をそれぞ
れＥ_w,L（ｗ），Ｅ_w,L（w²），Ｖ_w,L（ｗ）と
おけばＥ_w,L（ｗ）＝logσ−１／ηγ （22）Ｅ_w,L（w²）＝π^２／ση^２＋（logσ−１／ηγ）
^２（23）Ｖ_w,L（ｗ）＝Ｅ_w,L（w²） −〔Ｅ_w,L（ｗ）〕^２＝π^２／ση^２（24）
で与えられる。（24）式から明らかなように２つ
のパラメータσ，ηで規定されるワイブル分布に
従う信号を対数変換すると、分散はηだけの関数
となる。従つて、分散を求めることにより、パラ
メータηの値を知ることができる。即ち、である。ηの値が判ると、（22）式からσの値も
明らかとなる。即ち logσ＝Ｅ_w,L（ｗ）＋１／ηγ （26）である。

このようにパラメータσおよびηの値が分かる
と、（20）式の変数変換することにより、結局
（13）式で表わされるワイブル分布信号が、（19）
式で表わされるように、σ，ηに依存しない固定
の指数分布信号に変換されることになる。

（20）式を対数表現すると、 logZ＝η（logx−logσ）（27）となるから、これに（21），（25）および（26）式
を代入することによつて、変換がなされる。

第２図に、ハンセンの手法によるワイブル分布
信号に対するLOG／CFARのブロツク図を示
す。ここで、２００は入力端子、２１０は対数変
換器、２２１，……，２２（Ｈ＋１），……２２
（2H＋１）および２４１，……，２４（2H＋
１）はシフトレジスタ、２３０，２３１はいずれ
も乗算器、２２０は２２１〜２２Ｈと２２（Ｈ＋
２）〜２２（2H＋１）のＨ個ずつ計2H個のシフ
トレジスタの出力の平均値を演算する平均値演算
器、同様に２４０は、２４１〜２４Ｈと２４（Ｈ
＋２）〜２４（2H＋１）のＨ個ずつ計2H個のシ
フトレジスタの出力の平均値を演算する平均値演
算器、２５０は（25）式によりηの値を決定する
ためのパラメータ算出器、２６０は（26）式によ
りlogσの値を決定するためのパラメータ算定
器、２７０は減算器、２８０は逆対数変換器、２
９０は出力端子である。

このように、第２図によりワイブル分布に従う
クラツタ信号はCFAR化されるが、このハンセン
の手法には２つの実用上の欠点がある。第１の欠
点は、クラツタがη＝２のワイブル分布、即ちレ
ーレー分布に従う場合に対する対処の問題であ
る。レーレー分布といえども、ワイブル分布の特
殊な場合であるから、両者を特に区別せずにハン
センの手法によりCFAR化することは理論的には
何らの問題もない。しかしながらレーレー分布ク
ラツタに限定するならば実用上のCFAR効果の点
で、クローニーの手法（第１図）がハンセンの手
法（第２図）に優ることは明白である。その理由
として次の点が指摘される。

(1) ハンセンの手法ではワイブル分布の形状を決
定するパラメータσ，ηを算定することが必要
であり、空間的に均一でない実クラツタに対
し、有限のサンプルでパラメータ算定を行うこ
とにより算定誤差が生じる。

(2) 第１図と第２図を比較すれば明らかなよう
に、ハンセンの手法の方がCFAR化されるまで
の処理が段数が多く、それだけ処理による誤差
が大きくなる。

第２の欠点は、CFAR処理後の目標の自動検出
上の問題である。レーダーの目的はクラツタ信号
に重畳した航空機・車輌等の目標信号を安定に検
出することであり、このためには地形及び天侯条
件によつてエネルギー強度の異なる各種クラツタ
信号をCFAR化し、所定のスレツシユホールドを
かけて検出することが望ましい。

Hansen方式の場合にはワイブル分布クラツタ
信号はすべて同一エネルギー強度の指数分布信号
に変換されるが、受信機ノイズはレーレー分布信
号であるため、クラツタ領域とクラツタの存在し
ない領域とで信号の性質が異なることになり、ス
レツシユホールドレベルを同一に扱うことができ
なくなる。クラツタの存在しない領域でもCFAR
処理を実行すれば、クラツタ領域内外を問わず同
一の指数分布信号となり、同一スレツシユホール
ドレベルを適用できることになるが、この場合ク
ラツタの存在しない領域でCFAR処理することに
よつて目標信号の損失が発生し目標の検出率の劣
化を招く。通常レーダーではクラツタ領域以外で
の目標検出率の劣化を防ぐためクラツタ領域内で
はCFAR処理された信号をクラツタ領域外では
CFAR処理をバイパスした信号を選択する手段を
備えている。

即ち、ハンセンの手法は、一般に確率密度分布
が既知で、しかも累積密度関数が解析的に求まる
場合に、（18）に基づいて変数変換を行うことに
よつて、入力信号の分散を与えるパラメータ（ワ
イブル分布の場合、η，σ）に無関係に（19）に
示される指数分布に変換することによつてCFAR
化することを特長とする。この場合、レーレー分
布クラツタに対し有効な抑圧効果を有する
LOG／CFAR処理の構成とは全く異なつた構成
となり、レーレー分布クラツタ入力に対する前述
の欠点を有する。

これに対し、本発明は上述ハンセンの手法とは
全く異なるアルゴリズムに基づく手法であり、ワ
イブルクラツタに対し、受信機ノイズと同一のレ
ーレー分布信号に変換しそのあとを通常の
LOG／CFAR処理することによつてCFAR化する
ことを特長とするものであり、LOG／CFAR処
理の構成をそのまま活用することができる。しか
も、レーレー分布クラツタ入力に対しては、ワイ
ブル分布→レーレー分布変換を行わず、従来の
LOG／CFAR処理することも可能であり、ハン
センの手法の欠点を解決できるものである。

以下に本発明の手法を説明する。

本発明は、パラメータσ，ηで規定される一般
的ワイブル分布信号を、η＝２のワイブル分布、
即ちレーレー分布に変換したのち、従来の
LOG／CFAR処理をするものである。このこと
を理論的に示す。いまｘが（13）式で表わされる
ワイブル分布に従うものとする。このとき、ｙ＝σ（ｘ／σ）〓（28）なる変換を行なうとき、ｙの確率密度関数をPy
（ｙ）で表わすものとすると Py（ｙ）＝Pw（ｘ）／ｄｙ／ｄｘ（29）で求められるから（13），（28）両式から Py（ｙ）＝２／σ・ｙ／σ・exp〔−（ｙ／σ）^２
〕（30）が得られる。これは（13）式でη＝２とおいたも
のと等しくレーレ分布の確率密度関数を表わして
いる。次に、（28）式を対数表現すれば logy＝logσ＋η／２（logx−logσ）（31）となり、ここでη、およびlogσの値は、前述し
たように、（25），（26）両式で与えられる。この
ように、（31）式により変数変換を行うことによ
つてη≠２であるような一般的なワイブル分布に
従う信号はレーレー分布に変換される。

以上から明らかなように、（28）式に基づいて
ワイブル分布→レーレー分布変換を行つたのち対
数変換、平均値減算、逆対数変換という通常の
LOG／CFAR処理を行うことによつてワイブル
分布クラツタをCFAR化することが可能となる。
一方、はじめに対数変換を行い、（31）に基づい
て変数変換したのち、平均値減算、逆対数変換を
行うことによつてワイブル分布クラツタをCFAR
化することも可能である。

（28）式に基づく場合指数関数演算を必要とす
るのに対し（31）式に基づく場合には乗算及び加
減算のみでよく、実用上有利である。

以下、（31）式による演算方式に基づいて説明
する。

本発明はハンセンの手法が（19）式に示される
ようにワイブル分布信号を指数分布に変換するこ
とによつてCFAR化するものであるのに対し、ワ
イブル分布信号をレーレー分布に変換し、従来技
術であるLOG／CFARを活用してCFAR化するも
のであつて、本発明の実現手段として上述の２方
式があることになる。即ち、はじめに（28）に基
づいてワイブル分布→レーレー分布変換したのち
対数変換、平均値減算、逆対数変換処理する方式
と、先に対数変換したのち、（31）に基づいて変
数変換し、平均値減算、逆対数変換処理する方式
であつて、両方式共基本的に同等の作用効果を有
する。

第３図に、本発明の第１の実施例のブロツク図
を示す。ここで、３００は入力端子、３１０は対
数変換器、３２１，……，３２（Ｈ＋１），……
３２（2H＋１）および３３１，……３３（2H＋
１）および３４１，……，３４（Ｈ＋１），……
３４（2H＋１）はシフトレジスタ、３２０はシ
フトレジスタ３２１，……，３２ＨのＨ個の出力
と、３２（Ｈ＋２），……，３２（2H＋１）のＨ
個の出力計2H個の信号の平均値を演算する平均
値演算器、同様に３３０はシフトレジスタ３３
１，……，３３Ｈおよび３３（Ｈ＋２），……，
３３（2H＋１）の計2H個の出力信号の平均値を
演算する平均値演算器、３４０はシフトレジスタ
３４１，……，３４Ｈ，および３４（Ｈ＋２），
……，３４（2H＋１）の計2H個の出力信号の平
均値を演算する演算器、３５０，３５１は乗算
器、３６０は（25）式によりηの値を決定するた
めのパラメータ算定器、３６５は（26）式により
logσの値を決定するためのパラメータ算定器、
３５５は1/2演算器、３７０，３７１は減算器、
３７５は加算器、３８０は逆対数変換器、３９０
は出力端子である。

次に第３図を用いて本発明はの第１の実施例に
ついて説明する。はじめに離散的入力信号をｘ
（ｎ），ｎ＝０，１……で表わすものとする。入力
信号ｘ（ｎ）は３１０の対数変換器を経てｗ
（ｎ）となる。

ｗ（ｎ）＝logx（ｎ）（32）対数変換された入力信号ｗ（ｎ）は、シフトレジ
スタ３２１，……３２（2H＋１）へ送られる。
一般にシフトレジスタ３２（Ｈ＋１）の出力がｗ
（ｍ）となるタイミングに注目するとき平均値演
算器３２０はＷ（ｍ−Ｈ）〜Ｗ（ｍ−１）および
Ｗ（ｍ＋１）〜Ｗ（ｍ＋Ｈ）の平均値E₁（ｍ）
を演算するものである。即ち、以下の実施例において、平均値を演算する場合
に着目している中央のシフトレジスタの出力を含
めないのは、クラツタにターゲツト信号が重畳し
ている場合、しかも着目するシフトレジスタ出力
にターゲツト信号成分が存在する場合に、クラツ
タ抑圧処理の対象にターゲツト信号成分を含める
ことにより抑圧処理後のＳ／Ｎ比が劣化すること
を防ぐ配慮によるものである。

このとき同時にＷ（ｎ）は乗算器３５０で２乗
されW²（ｎ）となり、シフトレジスタ３３１，
……，３３（2H＋１）へ送られる。ここでシフ
トレジスタ３２（Ｈ＋１）の出力がＷ（ｍ）とな
るタイミングには、シフトレジスタ３３（Ｈ＋
１）の出力はW²（ｍ）となるものであり、結局
平均値演算器３２０の出力が（30）式で表わされ
るE₁（ｍ）となるタイミングにおける、平均値
演算器３３０の出力をE₂（ｍ）とおけば、で与えられる。このようにして、計2H個の入力
信号の、平均値および２乗平均値が入力端子３０
０に新しい入力信号が入力されるたび毎に自動的
に計算される。

次に、パラメータ算定器３６０および３６５に
よつて、2H＋１個の入力信号ｘ（ｍ−Ｈ）〜ｘ
（ｍ＋Ｈ）に対するワイブル分布の形状パラメー
タη（ｍ）およびlogσ（ｍ）が自動的に算出さ
れる。次式による。

logσ（ｍ）＝E₁（ｍ）＋１／ηγ （36）（（25），（26）両式を参照）パラメータη（ｍ），logσ（ｍ）が決定された
ことによりワイブル分布信号→レーレー分布への
変換が行われる。即ち、はじめに、減算器３７０
により注目している入力信号ｗ（ｍ）と、logσ
（ｍ）とからｗ（ｍ）−logσ（ｍ）が計算され、
乗算器３５１を経てη（ｍ）が乗算されてη
（ｍ）〔ｗ（ｍ）−logσ（ｍ）〕が計算され、1/2演
算器を経て、１／２η（ｍ）〔ｗ（ｍ）−logσ（ｍ）
〕となり、更に加算器３７５によりlogσ（ｍ）と
加算されて、結局ワイブル分布信号ｘ（ｍ）がレ
ーレー分布信号ｙ（ｍ）に変換される。ここでｙ
（ｍ）は、 logy（ｍ）＝logσ（ｍ）＋１／２η（ｍ）〔ｗ（ｍ）−logσ（ｍ）〕（37）で表わされる。

このようにレーレー分布信号に変換された後
は、第１図のように通常のLOG／CFARの場合
と同じ構成となる。ここで改めて加算器３７５の
出力信号をlogy（ｍ）ｍ＝０，１……とおき、
シフトレジスタ３４（Ｈ＋１）の出力がlogy
（ｋ）となるタイミングに注目するものとする。
このときシフトレジスタ３４１，……，３４
（2H＋１）の出力信号は順にlogy（ｋ−Ｈ），…
…，logy（ｋ＋Ｈ）である。従つて、このタイミ
ングにおける平均値演算器３４０の出力信号を
E₃（ｋ）で表わすものとすれば、である。減算器３７１の出力はlogy（ｋ）−E₃
（ｋ）となるから、このとき逆対数変換器の出力
信号をＺ（Ｋ）で表わせばＺ（Ｋ）＝ｙ（ｋ）／exp〔E₃（ｋ）〕
（39）となる。ここでＺ（Ｋ）がもともとの入力信号ｘ
（ｎ）がもつていたパラメータσ，ηには無関係
にCFAR化された信号となつていることは前述し
た通りである。

次に第４図を用いて、本発明の第２の実施例を
説明する。ここで４００は入力端子、４１０は対
数変換器、４２１，……，４２（2H＋１），４３
１，……，４３（2H＋１），および４４１，…
…，４４（2H＋１）はそれぞれ2H＋１個のシフ
トレジスタ、４２０，４３０，および４４０はそ
れぞれ2H個のシフトレジスタの出力信号の平均
値を演算する平均値演算器、４５０，４５１は乗
算器、４６０および４６５はそれぞれη，logσ
の値を決定するパラメータ算定器、４５５は1/2
演算器、４７０，４７１は減算器、４７５は加算
器、４８０は信号選択器、４９０は逆対数変換
器、４９５は出力端子である。第４図において４
８０を除き、他の構成は第３図と同一であり、従
つてここでは４８０の働きについてのみ説明す
る。

信号選択器４８０は、パラメータ算定器４６０
で決定されたパラメータηの値の如何により、加
算器４７５の出力とシフトレジスタ４２（Ｈ＋
１）の出力とを選択するものである。言い換える
ならば、η＝２の場合、若しくは２に近い場合に
は、４２（Ｈ＋１）の出力信号を選択することに
より、通常のレーレー分布に対するLOG／
CFAR回路をを構成し、η≠２、若しくは２に近
くない場合には４７５の出力信号を選択すること
により、一般のワイブル分布に対するLOG／
CFAR回路を構成するものである。ここで４２
（Ｈ＋１）の出力を選んだのは信号選択器４８０
において、どちらの入力信号を選択した場合にも
処理遅れが一致するように配慮したものである。

このようにワイブル分布の形状パラメータηの
値に対応して２種のLOG／CFAR回路を使い分
けることにより、先にハンセンの手法において指
摘したようなレーレー分布をするクラツタ信号に
対するCFAR効果の劣化を解消するとができる。

第５図を用いて本発明の第３の実施例について
説明する。ここで、５００は入力端子、５１０は
対数変換器、５２１，……，５２（2H＋１）５
３１，……，５３（2H＋１）および５４１，…
…，５４（2H＋１）はそれぞれ2H＋１個のシフ
トレジスタ、５２０，５３０および５４０はそれ
ぞれ2H個のシフトレジスタの出力信号の平均値
を演算する平均値演算器、５５０，５５１は乗算
器、５６０および５６５はそれぞれη，logσの
値を決定するパラメータ算定器、５５５は1/2演
算器、５７０，５７１は減算器、５７５は加算
器、５８０は信号選択器、５８５は信号レベル測
定器、５９０は逆対数変換器、５９５は出力端子
である。第５図で、５８０，５８５を除き他は第
３図と同一であり、従つて、ここでは５８０，５
８５の働きについてのみ説明する。

信号選択器５８０は、信号レベル測定器５８５
において測定された信号レベルの値の如何によ
り、加算器５７５の出力と、シフトレジスタ５２
（Ｈ＋１）の出力とを選択するものである。ここ
で信号レベル測定器５８５は、逆対数変換器５９
０の出力信号の平均的な信号レベルを常時監視
し、平均的な信号レベルが上昇してゆく場合に
は、ただちに信号選択器５８０あて信号の切換を
指示し、常に平均的な信号レベルが減少するよう
に信号選択器を制御する働きをもつものである。
こうすることにより入力信号がレーレー分布に近
い振幅分布をもつ場合には、自動的にシフトレジ
スタ５２（Ｈ＋１）の出力が選択されて、通常の
レーレー分布に対するLOG／CFAR回路が構成
され又入力信号がレーレー分布からはずれてη≠
２の一般のワイブル分布に近い振幅分布をもつ場
合には、、自動的に加算器５７５の出力が選択さ
れて、一般のワイブル分布に対するLOG／
CFAR回路が構成される。

第６図に信号レベル測定器の一構成例を示す。
ここで６００は入力端子、６１０，６１１は比較
器、６２０はカウンタ、６４０は排他的論理和、
６５０はレジスタ、６６０は出力端子である。
Ａ，Ｂは予め設定された定数である。

次に第６図の機能を説明すると、入力信号は、
比較器６１０において定数Ａ（受信機の雑音レベ
ルとの関係で定まる）と振幅比較され、Ａよりも
振幅が大きい場合にのみ６１０の出力は“１”と
なり、そうでない場合に“０”となる。カウンタ
６２０は、予め定められた時間ごとに、その時間
内に６１０から入力される“１”の数をカウント
するものである。このとき、定められた時間経過
後のカウンタの値が定数Ｂを越える場合にのみ比
較器６１１の出力を“１”となり、そうでない場
合に“０”となる。ここで、比較器６１１の出力
が“１”となる場合には、入力信号の平均的レベ
ルが高すぎるものと判断したことを意味する。こ
のとき、もしレジスタ６５０の出力が“１”であ
つた場合には、排他的論理和６４０の出力は
“０”となり、逆に６５０の出力が“０”であつ
た場合には６４０の出力は“１”となる。

即ち、６１１の出力が“１”である場合、６５
０の出力は反転される。逆に６１１の出力が
“０”である場合にはレジスタの出力は変化せず
前の値が保持されて出力される。このように、第
６図は、入力信号の平均的レベルが予め設定した
値を越えて上昇すると、出力信号は自動的に
“０”→“１”へ、又は“１”→“０”へ反転さ
れ、そうでない場合、即ち平均的レベルが設定値
に満たない場合には、“０”→“０”，“１”→
“１”と保持される。

第５図で、信号レベル測定器５８５の出力信号
が反転すると信号選択器５８０において入力信号
の切換がなされ、又５８５の出力信号が変化しな
い場合には５８０における信号の切換も保持され
ることにより、自動的に最適に信号の選択が制御
される。

以上説明したように、本発明によれば、レーダ
装置において受信信号の振幅強度分布がワイブル
分布となるようなあらゆるクラツタに対し、それ
ぞれの分布の形（平均値，２乗平均値，分散値）
に無関係にすべて、受信機雑音と同程度のレベル
にまで抑圧できるLOG／CFAR回路が得られ
る。更に、本発明によれば受信信号の振幅強度分
布がレーレー分布となるようなクラツタに対して
は、自動的にしかも容易に従来のLOG／CFAR
回路構成が形成され、レーレー分布クラツタに対
するCFAR効果の点で従来のLOG／CFAR回路と
比較して何ら劣化のないLOG／CFAR回路が得
られる。

最后に本発明は、レーダ装置に限定されるもの
ではなく、振幅強度分布がワイブル分布となるよ
うな雑音を取扱うすべての装置に対して適用され
るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のクローニーの手法による
LOG／CFAR回路を示すブロツク図、第２図は
従来のハンセンの手法によるLOG／CFAR回路
ブロツク図、第３図〜第５図は本発明による
LOG／CFAR回路のブロツク図、第６図は第５
図における信号レベル測定器の一構成例を示すブ
ロツク図である。３１０，４１０，５１０：対数変換器、３２
０，３３０，３４０，４２０，４３０，４４０，
５２０，５３０，５４０：平均値演算器、３２１
〜３２（2H＋１），３３１〜３３（2H＋１），３
４１〜３４（2H＋１），４２１〜４２（2H＋
１），４３１〜４３（2H＋１），４４１〜４４
（2H＋１），５２１〜５２（2H＋１），５３１〜
５３（2H＋１），５４１〜５４（2H＋１）：シ
フトレジスタ、３５０，３５１，４５０，４５
１，５５０，５５１：乗算器、３５５，４５５，
５５５：1/2演算器、３６０，３６５，４６０，
４６５，５６０，５６５：パラメータ算定器、３
７０，３７１，４７０，４７１，５７０，５７
１：減算器、３７５，４７５，５７５：加算器、
３８０，４９０，５９０：逆対数変換器、４８
０，５８０：信号選択器、５８５：信号レベル測
定器。

Claims

【特許請求の範囲】１振幅強度分布がワイブル分布に従い、その確
率密度関数Pw（ｘ）が Pw（ｘ）＝η／σ・（ｘ／σ）〓^-1・exp〔−（ｘ／
σ）〓〕で表わされる入力信号ｘ（η，σは入力信号の性質
により定まる定数）をレーレー分布に従う信号ｙ
に変数変換する変数変換手段と：この変数変換後
の信号ｙを対数変換し信号ｚに変換する対数変換
手段と：前記信号ｚを時間軸上で平均する平均値
演算手段と：前記信号ｚのうち着目する信号から
この着目信号に対して時間的に前後位置関係にあ
る信号ｚを用いて得られる前記平均値信号を減算
する減算手段と：この減算手段の出力を逆対数変
換する逆対数変換手段とを備えて成ることを特徴
とする雑音抑圧回路。２特許請求の範囲第１項において、前記変数変
換手段がｙ＝σ（ｘ／σ）〓／２の変数変換を行なう手段であることを特徴とする雑音抑圧回路。３特許請求の範囲第１項において、前記平均値
演算手段がその入力信号のうち時間的に中央に位
置する信号を除いた信号を平均する手段で、且つ
前記演算手段の前記着目する信号が前記中央に位
置する信号であることを特徴とする雑音抑圧回
路。４振幅強度分布がワイブル分布に従い、その確
率密度関数Pw（ｘ）が Pw（ｘ）＝η／σ・（ｘ／σ）〓^-1・exp〔−（ｘ／
σ）〓〕で表わされる入力信号ｘ（η，σは入力信号の性質
により定まる定数）を対数変換する対数変換手段
と：この対数変換手段の出力を逆対数変換したと
きにレーレー分布になるような信号ｚに変数変換
する変数変換手段と：前記信号ｚを時間軸上で平
均する平均値演算手段と：前記信号ｚのうち着目
する信号からこの着目信号に対して時間的に前後
位置関係にある信号を用いて得られる前記平均値
信号を減算する減算手段と：この減算手段の出力
を逆対数変換する逆対数変換手段とを備えて成る
ことを特徴とする雑音抑圧回路。５特許請求の範囲第４項において、前記変数変
換手段が logy＝logσ＋η／２（logx−logσ）の変数変換を行なうことを特徴とする雑音抑圧回路。６特許請求の範囲第４項において、前記平均値
演算手段がその入力信号のうち時間的に中央に位
置する信号を除いた信号を平均する手段で、且つ
前記演算手段の前記着目する信号が前記中央に位
置する信号であることを特徴とする雑音抑圧回
路。７特許請求の範囲第４項において、前記変数変
換手段が、前記対数変換手段の出力を入力とし、
所定のシフト段数を有する第１のシフトレジスタ
と：この第１のシフトレジスタの各段の出力のう
ち予め定めた段の出力を平均演算して出力する第
１の平均値演算手段と：前記対数変換手段の出力
を２乗する２乗演算手段と：この２乗演算手段の
出力を入力とし、所定のシフト段数を有する第２
のシフトレジスタと：この第２のシフトレジスタ
の各段の出力のうち予め定めた段の出力を平均演
算して出力する第２の平均値演算手段と：前記第
１の平均値演算手段および前記第２の平均値演算
手段の出力をE₁およびE₂としたときに【式】で表わされるηパラメータを算出するηパラメータ算出手段と：この
ηパラメータ算出手段の出力と前記第１の平均値
演算手段の出力からlogσ＝E₁＋１／ηγ（γはオイラーの定数）で定まるlogσを算出するlogσパラ
メータ算出手段と：前記第１のシフトレジスタの
予め定めた段の出力から前記logσ算出手段の出
力を減算する減算手段と：この減算手段の出力と
前記ηパラメータ算出手段の出力とを乗算する第
１の乗算手段と：この乗算手段の出力に1/2を掛
算する第２の乗算手段と：この第２の乗算手段の
出力と前記logσパラメータ算出手段の出力とを
加算する加算手段とを備えて成ることを特徴とす
る雑音抑圧回路。８振幅強度分布がワイブル分布に従い、その確
率密度関数Pw（ｘ）が Pw（ｘ）＝η／σ・（ｘ／σ）〓^-1・exp〔−（ｘ／
σ）〓〕で表わされる入力信号ｘ（η，σは入力信号の性質
により定まる定数）をレーレー分布に従う信号ｙ
に変数変換する変数変換手段と：前記パラメータ
ηの値に基づいて発生される制御信号により前記
入力信号ｘと前記変数変換手段の出力とを切替え
出力する信号選択手段と：この信号選択手段の出
力を対数変換し信号ｚに変換する対数変換手段
と：前記信号ｚを時間軸上で平均する平均値演算
手段と：前記信号ｚのうち着目する信号からこの
着目信号に対して時間的に前後位置関係にある信
号ｚを用いて得られる前記平均値信号を減算する
減算手段と：この減算手段の出力を逆対数変換す
る逆対数変換手段とを備えて成ることを特徴とす
る雑音抑圧回路。９特許請求の範囲第８項において、前記制御信
号が前記パラメータη値が略２であるときに前記
入力信号ｘを、それ以外の値のときに他信号を切
替出力させる信号であることを特徴とする雑音抑
圧回路。１０特許請求の範囲第８項において、前記逆対
数変換手段の出力の信号レベルを予め定めたレベ
ルと比較する比較手段を有し、この比較結果に対
応する信号を前記制御信号とすることを特徴とす
る雑音抑圧回路。１１特許請求の範囲第８項において、前記平均
値演算手段がその入力信号のうち時間的に中央に
位置する信号を除いた信号を平均する手段で、且
つ前記演算手段の前記着目する信号が前記中央に
位置する信号であることを特徴とする雑音抑圧回
路。１２特許請求の範囲第１０項において、前記比
較手段が、入力が予め定められた値以上のとき出
力する第１の比較器と：予め定めた時間内に入力
する前記第１の比較器の出力をカウントするカウ
ンタと：このカウンタの出力が予め定めた数より
も大きいときに出力する第２の比較器と：この第
２の比較器の出力を一入力とする排他的論理和回
路と、この排他的論理和回路の出力により出力が
反転され、その出力が前記排他的論理和回路の他
入力となるレジスタとを備えて成ることを特徴と
する雑音抑圧回路。１３振幅強度分布がワイブル分布に従い、その
確率密度関数Pw（ｘ）が Pw（ｘ）＝η／σ・（ｘ／σ）〓^-1・exp〔−（ｘ／
σ）〓〕で表わされる入力信号ｘ（η，σは入力信号の性質
により定まる定数）を対数変換する対数変換手段
と：この対数変換手段の出力を、逆対数変換した
ときにレーレー分布になるような信号に変数変換
する変数変換手段と：前記パラメータηの値に基
づいて発生される制御信号により前記対数変換出
力信号と前記変数変換手段の出力とを切替えて信
号ｚを出力する信号選択手段と：この信号選択手
段の出力を時間軸上で平均する平均値演算手段
と：前記信号ｚのうち着目する信号からこの着目
信号に対して時間的に前後位置関係にある信号ｚ
を用いて得られる前記平均値信号を減算する減算
手段と：この減算手段の出力を逆対数変換する逆
対数変換手段とを備えて成ることを特徴とする雑
音抑圧回路。１４特許請求の範囲第１３項において、前記制
御信号が前記パラメータη値が略２であるときに
前記対数変換出力信号を、それ以外の値のときに
他信号を切替出力させる信号であることを特徴と
する雑音抑圧回路。１５特許請求の範囲第１３項において、前記逆
対数変換手段の出力の信号レベルを予め定めたレ
ベルと比較する比較手段を有し、この比較結果に
対応する信号を前記制御信号とすることを特徴と
する雑音抑圧回路。１６特許請求の範囲第１３項において、前記平
均値演算手段がその入力信号のうち時間的に中央
に位置する信号を除いた信号を平均する手段で、
且つ前記演算手段の前記着目する信号が前記中央
に位置する信号であることを特徴とする雑音抑圧
回路。１７特許請求の範囲第１３項において、前記パ
ラメータη値が、前記入力信号ｘの対数値の２乗
の平均値Ｅ〔（logx）²〕と前記入力信号ｘの対数値
の平均の２乗〔Ｅ（logx）〕^２とから η＝π／√６／√〔（）〕^２−〔（
）〕^２で演算されて得られた信号であることを特徴とす
る雑音抑圧回路。１８特許請求の範囲第１３項において、前記パ
ラメータη値が、前記対数変換手段の出力を入力
とし、所定のシフト段数を有する第１のシフトレ
ジスタと：この第１のシフトレジスタの各段の出
力のうち予め定めた段の出力を平均演算して出力
する第１の平均値演算手段と：前記対数変換手段
の出力を２乗する２乗演算手段と：この２乗演算
手段の出力を入力とし、所定のシフト段数を有す
る第２のシフトレジスタと：この第２のシフトレ
ジスタの各段の出力のうち予め定めた段の出力を
平均演算して出力する第２の平均値演算手段と：
前記第１の平均値演算手段および前記第２の平均
値演算手段の出力E₁およびE₂としたとき【式】を演算する手段から構成されるパラメータη算定手段で得られた信号
であることを特徴とする雑音抑圧回路。１９特許請求の範囲第１３項において、前記変
数変換手段が、前記対数変換手段の出力を入力と
し、所定のシフト段数を有する第１のシフトレジ
スタと：この第１のシフトレジスタの各段の出力
のうち予め定めた段の出力を平均演算して出力す
る第１の平均値演算手段と：前記対数変換手段の
出力を２乗する２乗演算手段と：この２乗演算手
段の出力の入力とし、所定のシフト段数を有する
第２のシフトレジスタと：この第２のシフトレジ
スタの各段の出力のうち予め定めた段の出力を平
均演算して出力する第２の平均値演算手段と：前
記第１の平均値演算手段および前記第２の平均値
演算手段の出力をE₁およびE₂としたときに【式】で表わされるηパラメータを算出するηパラメータ算出手段と：この
ηパラメータ算出手段の出力と前記第１の平均値
演算手段の出力からlogσ＝E₁＋１／ηγ（γはオイラーの定数）で定まるlogσを算出するlogσパラ
メータ算出手段と：前記第１のシフトレジスタの
予め定めた段の出力から前記logσ算出手段の出
力を減算する減算手段と：この減算手段の出力と
前記ηパラメータ算出手段の出力とを乗算する第
１の乗算手段と：この乗算手段の出力に1/2を掛
算する第２の乗算手段と：この第２の乗算手段の
出力と前記logσパラメータ算出手段の出力とを
加算する加算手段とを備えて成ることを特徴とす
る雑音抑圧回路。２０特許請求の範囲第１５項において、前記比
較手段が、入力が予め定められた値以上のとき出
力する第１の比較器と：予め定めた時間内に入力
する前記第１の比較器の出力をカウントするカウ
ンタと：このカウンタの出力が予め定めた数より
も大きいときに出力する第２の比較器と：この第
２の比較器の出力を一入力とする排他的論理和回
路と、この排他的論理和回路の出力により出力が
反転され、その出力が前記排他的論理和回路の他
入力となるレジスタとを備えて成ることを特徴と
する雑音抑圧回路。