JPS61109119A - 電圧位相制御角の直流変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、交流電源からサイリスタなどを介して負荷
に電力が供給される場合、サイリスタが導通状態となる
電圧の位相角をその大きさに対応した直流の電圧に変換
して出力する電圧位相制御角の直流変換回路に関するも
のである。

［従来の技術］ 従来の位相測定装置としては１例えば、実開昭４９−１
４４２８０号公報が知られている。この公報に開示され
た考案によると、２つの被測定信号Ｅ１とＥ２とは、多
少の雑音を含むにしてもその極性が負側から正側へ、又
は正側から負側へ転じるとき、例えばｓｉｎ波形のよう
に零レベルを１点で横切る波□形の信号であって、２つ
の波形整形回路によりその立上がり又は立下がり時点が
明確な矩形波信号Ｅｘ’　とＥ２’に変換し得ることが
前提となっている。したがって、サイリスタなどにより
被測定信号が切断されてその波形が不連続となるように
場合には、上記考案による回路を適用することはほとん
ど不可能に近い。

［発明の目的］ この発明は上記の点に鑑みなされてもので、その目的は
、サイリスタなどからの出力のように不連続な電圧波形
の信号に対して適用でき、その信号電圧の零レベルから
導通状態に転じて立上がるまでの位相角が正確な直流電
圧に変換されるようにした。電圧位相制御角の直流変換
回路を提供することにある。

［用語の意味コ ここで、「電圧位相制御角」なる語の説明をしておく。

第７図（イ）に示される例えばサイリスタ１の入力端子
２に点線で示されるような電圧を加え、そのゲート端子
３にトリガパルスを加えるとサイリスタ１がオンとなり
、出力端子４には実線で示されるような電圧が現われる
ことはよく知られている。上記入力電圧とトリガパルス
および出力電圧の波形、ならびに各電圧相互間の時間的
経過の一例は同図（ロ）と（ハ）に示されているが、こ
の場合。

入力端子２に正極性の電圧が加えられ、ゲート端子３に
トリガパルスが加えられてサイリスタ１がオンになるま
での時間を位相角αで表わし、このαをここでは「電圧
位相制御角」と呼ぶことにする。

［発明の構成］ この発明による電圧位相制御角の直流変換回路（以下、
「直流変換回路」という。）は、一般には交流の電力回
路に接続して使用されることが多いので、まず、交流回
路中における他機器との関連について手短かに触れた後
、構成の説明に入ることにする。

第８図には、この直流変換回路を交流の電力回路に適用
した場合の一例が示されている。同図を参照すると、交
流電源５からの電圧ｅ１は、制御装置６を介して電圧ｅ
２に変換され、この電圧ｅ２が負荷７に加えられるよう
になっている。

上記直流変換回路には参照符号８が付されているが、同
図に示されているように、その一方の入力端子９には上
記交流電源５の電圧ｅ１が加えられ、他方の入力端子１
０には、上記制御装置６から出力される電圧、つまり負
荷７の入力電圧ｅ２が加えられている。この直流変換回
路８においては、上記２つの交流信号電圧ｅ１と８２と
から直流電圧Ｅが形成され、出力端子１１を介して例え
ば外部に接続された測定装置１２などに送出される。な
お、上記制御装置６は、この例の場合、交流電源５と負
荷７間の回路を双方向に導通させるため１組のサイリス
タ１３と、このサイリスタをターンオンさせるためのト
リガパルスを送出するトリガパルス発生回路１４等を備
えている。

次に、この発明の構成を第１図に示された実施例により
説明すると、この直流変換回路８は、波形合成回路１６
と全波整流回路１７および平滑回路１８などを備えてい
る。

上記波形合成回路１６は１例えば演算増幅器を利用した
差動増幅回路で構成されており、その２つの入力端子９
，１０を介して異なった波形の信号電圧が加えられるよ
うになっている。すなわち。

一方の入力端子９には、例えば上記した交流電源５の電
圧のように連続したｓｉｎ波形と見なされる信号電圧ｅ
１が加えられ、他方の入力端子１０には、サイリスタ１
３の出力電圧のような不連続波形の信号電圧ｅ２が加え
られる。これら連続波形と不連続波形の２つの信号電圧
ｅ１とｅ２は、この波形合成回路１６において合成され
、その出力側には上記２つの信号電圧の差の信号電圧ｅ
３が現われるようになっている。この差の信号電圧ｅヨ
は次段の全波整流回路１７に送られ、ここで例えば（＋
）の極性側に整流されて脈流電圧Ｑｊとなる。

上記全波整流回路１７は例えば演算増幅器と整流素子等
で構成された絶対値検出形の整流回路が好適であり、そ
のため２回路中の容量成分と誘導成分をできるだけ小さ
くするように配慮されている。この全波整流回路１７の
整流出力ｅ４は１次段の平滑回路１８においてその脈流
成分が取り除かれ、平坦なレベルの直流電圧Ｅに変換さ
れた後出力端子１１を介して外部へ送出されるようにな
っている。

上記平滑回路１８は、前段の全波整流回路１７の整流出
力電圧ｅ４から脈流成分を取り除いて平坦化し、上記電
圧位相制御角αの大きさに対応したレベルの直流電圧Ｅ
を形成するようになっている。そのため、この平滑回路
１８は例えば第２図に示されているように、波形整形回
路１９とダイオードリミタ２０およびリップルフィルタ
２１等で構成されている。

この実施例の場合、上記波形整形回路１９は演算増幅器
などが用いられ、その大きなループゲインを利用して上
記全波整流回路１７から入力される整流電圧ｅ４の波形
を矩形波状の電圧ｅｓに整形するようになっている。ダ
イオードリミタ２０は、上記波形整形回路１９から出力
される矩形波状電圧のレベルを一定値にするためのもの
であるが、波形整形回路１９の演算増幅器に飽和特性を
持たせてそれを利用してもよく、その場合、このダイオ
ードリミタ２０は必ずしも必要ではなくなる。上記リッ
プルフィルタ２１は、演算増幅器と結合コンデンサなど
で構成されたアクティブフィルタであって、結合コンデ
ンサを介して入力されたリップル電圧からこれと逆位相
のリップル電圧を形成し、この電圧を帰還して上記入力
リップル電圧を打ち消すことにより平滑な直流電圧が得
られるようになっている。

［発明の作用コ 次に、第３図に示された信号電圧の波形図を併せて参照
しながら、この直流変換回路８の作用を説明する。

上記したように、交流電源５からは電源電圧ｅ１が発せ
られる。この電圧ｅ１は、例えば第３図の（イ）に示さ
れるようにほぼｓｉｎ波状の波形で変化するものとする
。サイリスタ１３は双方向に導通するように配設されて
おり、これをターンオンさせるためのトリガパルスは、
上記電源電圧の変化サイクルに対して例えば（ロ）に示
されるようにα。

π＋α、２π＋α、・・団・のタイミングで発せられる
ものとすると、この電源電圧ｅ１は、制御装置６におい
て（ハ）に示されるように不連続な波形の電圧ｅ２に変
換される。

この電圧ｅ２は負荷７に加えられるが、上記電源電圧ｅ
１と共に直流変換回路８にも加えられる。

これら２つの電圧ｅ１とｅ２は、直流変換回路８の入力
側に設けられた差動増幅形の波形合成回路１６により、
（ニ）に示されるような波形の信号電圧ｅ３に変換され
全波整流回路１７に送られる。

全波整流回路１７においては、この信号電圧ｅ３は（ホ
）に示されるように例えば（＋）極性側に整流され、脈
流電圧ｅ４となって平滑回路１８へ出力される。この脈
流電圧ｅ４は、平滑回路１８の入力側に設けられた波形
整形回路１９とダイオードリミタ２０により（へ）に示
されるようにレベルが一定値Ｅ′の矩形波状電圧ａｓに
変換される。これにより種々変化する縦軸方向の振幅成
分が取り去られて上記のように一定レベルにされ、横軸
方向については電圧位相制御角αの大きさによってその
時間幅が決まる波形となる。この矩形波状の電圧ｅ！；
には、高次の高調波成分が含まれているので、コンデン
サなどの充電回路によって直流に平滑化した場合は、平
滑化された電圧レベルが上記電圧位相制御角αの大きさ
に必ずしも対応しなくなる。この実施例においては、リ
ップルフィルタ２１によって上記高調波成分が除去され
、電圧位相制御角αの大きさに対応したレベルの直流信
号電圧Ｅが得られるようになっている。

この対応関係を理解する°ために若干の補足説明をする
と、上記矩形波状の電圧ａｓが一定の周期で繰り返し出
力される場合には、その角周波数をθとすると、よく知
られているフーリエの式を利用して、 ｅｓ”Σａｗ５１ｎ　ｍθ＋ｈａ＋ り嘱 Σｂ１゜。３ｍθ　　　　　　　・・・中（１）勧（ と表わすことができる。

ここで、ａ２．ｂｏ、ｂＷＬは定数であるが、上記（へ
）の波形図に示されるように、電圧ｅｓが一方の極側に
のみ存在する場合にはａ％二〇となることが知られてい
る。したがって、式（１）においでは第２項と第３項を
考えればよい。

いま、角周波数θが０からπまでの半周期内にある場合
、第２項のｂｅは次のようにして得られる。

α ＝Ｅ’　α／π　　　　　　　　・旧・・（２）第３項
中のｂｆＬについては。

とおいて求められる。簡単な計算なので途中を省略する
と、 ｂ＝＝（Ｅ’　／π）（２／ｍ）ｓｉｎ　ｍａ　　・−
−Ｃ３＞となる。

式（２）と式（３）を式（１）に代入して展開すると。

ｓｉｎ　　ｍ　ａｃｏｓ　　ｍ　ｆＪ ＝Ｅ’　　ａ／　ｘ　＋（２Ｅ’　／　７Ｃ）　（、ｓ
ｉｎαＸｃｏｓθ十（１／　２）ｓｉｎ２　ａｃｏｓ２
θ＋（１／　３）ｓｉｎ３　ａｃｏｓ３θ＋（１／４）
Ｘ　ｓｉｎ　４αｃｏｓ　４θ＋・・・・・・）　　・
・・・・・（４）が得られる。

上式（４）において、第１項のＥ′α／πは電圧位相制
御角αに対応する直流電圧成分であり、第２項以下は高
調波群の交流電圧成分である。これらの高調波群は、上
式（４）を見ればわかるように振幅レベルが上記αと高
調波次数ｍの関数となっていてその収れんが比較的遅（
、かつ、第１項の直流電圧成分を検出するに当ってはじ
ゃまになるので、上記のようにリップルフィルタ２１を
介して除去される。

これにより、平滑回路１８から送出される直流信号電圧
Ｅは、 Ｅ＝Ｅ’　α／π　　　　　　　　　・・・・・（５）
となる。

電圧位相制御角αは２式（５）より α＝πＥ／Ｅ’　　　　　　　　　　・・・・・・（６
）となるが、等号の右辺における電圧Ｅ′はダイオード
リミタ２０などによって設定された既知の値であり、直
流信号電圧Ｅ＋Ｊｉｌｌ定装置１２によって知ることが
できる。

よって、式（５）は、 Ｅ＝にα　　　　　　　　　　　　・・・・・（５）２
式（６）は、 α＝Ｅ／ｋ　　　　　　　　　　　　・・・・・・（６
）′とおくことができる。ここに、に＝Ｅ’　／πで既
知の定数である。

上記式（５）′又は（６）′　を見ると、直流信号電圧
Ｅと電圧位相制御角αとの対応関係が一層鮮明に理解で
・きる。

［その他の実施例］ （ａ）第４図には、この発明による直流変換回路８の第
２の実施例が示されている。

同図を参照すると、−全波整流回路と波形合成回路の配
列順序が上記第１図に示された第１実施例とは入れ替っ
ており、その入力側に全波整流回路が設けられている。

このため、１対の全波整流回路２３．２３が用意されて
いるが、それらの回路構成は上記第１実施例における全
波整流回路１７とほとんど同様である。この場合、上記
１対の全波整流回路２３．２３は、その整流特性が同じ
にされることはいう、までもない。

波形合成回路２４も上記第１実施例の波形合成回路１６
とほぼ同様に構成された差動増幅回路であり、また、出
力側の平滑回路１８には、上記第１実施例における平滑
回路１８が適用されているので、同じ参照符号が付され
ている。

この第２実施例における直流変換回路は、上記説明のよ
うに全波整流回路と波形合成回路の配置が第１実施例に
対して入れ替っているので、第５図に示された信号電圧
の波形図もそれに応じて入れ替っている。しかしながら
、直流変換回路としての基本作用は第１実施例とほぼ同
様なので、第５図を併せて参照しながらその作用を手短
かに説明する。

入力端子９，１０には、第１実施例の場合と同様にそれ
ぞれ第５図の（イ）および（ハ）に示されるような波形
の信号電圧ｅ１とｅ２が加えられる。加えられた信号電
圧ｅ１は一方の全波整流回路２３を介して（チ）に示さ
れるような波形の信号電圧ｅ６に変換され、信号電圧ｅ
：は、他方の全波整流回路２３により（す）に示される
ような信号電圧ｅ７に変換される。この２つの信号電圧
ｃ６とｅ７は。

差動増幅回路で構成された波形合成回路２４に入力され
、その出力側には（ヌ）に示されるような信号電圧ｅｇ
が現われる。この信号電圧ｅθは、上記第１実施例の場
合と同様に平滑回路１８において（へ）に示されるよう
な信号電圧ｅｓに波形成形が施された後、（ト）に示さ
れるような平坦なレベルの直流電圧Ｅに変換される。

（ｂ）第６図には、入力信号電圧が比較的低レベルの場
合に好適な直流変換回路の第３の実施例が示されている
。すなわち、入力端子９，１０にそれぞれ加えられる低
レベルの信号電圧８１’　と８２′をステップアンプす
る１対の電圧トランス２６゜２６が設けられており、上
記信′号電圧８１’　および８２′は、第２実施例の場
合における信号電圧ｅ１およびｅ２の入力レベルとほぼ
同じ程度に昇圧されるようになっているにれら昇圧され
た信号電圧を例えばｅｌｆ、６２とすると、この２つの
信号電圧はそれぞれ上記第２実施例の全波整流回路２３
と同様に構成された１対の全波整流回路２３゜２３に加
えられる。これらの全波整流回路２３からは、上記第５
図に示された第２実施例の場合と同様な波形の整流電圧
ｅ６と８７が出力され、波形合成回路２７において合成
された後、同様に構成された平滑回路１８を介して平坦
なレベルの直流電圧Ｅに変換される。

この第３実施例においては、上記波形合成回路２７は例
えばスイッチング用のトランジスタなどで構成されてお
り、上記１方の整流出力電圧ｅ６はそのコレクタなどに
加えられ、他方の整流出力電圧９＝はスイッチング用の
信号としてベースに加えられている。これにより、その
エミッタからは上記第５図（ヌ）に示された第２実施例
の場合と同様な波形の電圧ｅｅが出力される。このスイ
ッチング作用を利用した波形合成回路２７が、上記・　
差動増幅回路を用いた波形合成回路１６又は２４に置き
換える得ることはいうまでもない。

この第３実施例における直流変換回路は、上記第２実施
例の場合に比べると、入力側に電圧トランス２６が設け
られている外は実質的に同じ構成にされている。また、
各部の信号電圧波形も上記第５図に示された第２実施例
の波形と同様であって１作用もほとんど同じであるから
その説明は省略する。

［発明の効果］ 以上、説明したように、この発明に係る直流変換回路８
は、波形合成回路１６（又は２４あるいは２７）と金波
整流回路１７（又は２３）と平滑回路１８とを備えてお
り、連続した波形を有する交流電源５からの電源電圧ｅ
１とサイリスタなどを含む制御回路６を介して負荷に加
えられる不連続な波形の交流電圧ｅ２とは、上記波形合
成回路１６および全波整流回路１７等によって１つの脈
流状の直流電圧ｅ４（又はｅｅ）に変換され、更に、平
滑回路１８を介して上記サイリスタなどの電圧位相制御
角αに対応した直流電圧Ｅに変換されるようになってい
る。

この直流変換回路８によれば、負荷に加えられる電圧が
サイリスタなどによってオン、オフされるような不連続
の波形であっても、オンになるまでの電圧位相制御角が
容易に直流電圧に置き換えられ、その値も簡単に測定す
ることができる。しタカって、例えば測定装置１２など
によりその測定した電圧値を連続監視すれば、負荷電力
の動きや設備の稼動状況を知ることができる。なお、測
定した電圧値を利用してトリガパルス発生回路１４のパ
ルス発生タイミングをずらすことにより、電２＠５と負
荷７間における電力の授受を制御することも可能である
。

【図面の簡単な説明】

添付図面はいずれもこの発明の実施例に係り、第１図は
この発明の第１実施例の構成を示すブロック線図、第２
図は上記第１図に示された平滑回路のブロック線図、第
３図は上記第１実施例における各部の信号電圧の波形図
、第４図はこの発明の第２実施例の構成を示すブロック
線図、第５図は上記第２実施例における各部の信号電圧
の波形図、第６図はこの発明の第３実施例の構成を示す
ブロック線図、第７図は用語説明用の参考図、第８図は
この発明を実際の電力授受回路に適用した場合の一例を
示すブロック線図である。 図中、５は交流電源、６は制御装置、７は負荷。 ８は直流変換回路、１３はサイリスタ、１６，２４゜２
７は波形合成回路、１７．、’３は全波整流回路、１８
は平滑回路である。 第１図 第２図 第３図 （ＧＪＩ軸ｔＪ位程献４１） 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源からサイリスタを含む制御装置を介して負荷を
   駆動する交流電力回路の前記サイリスタによる電圧位相
   制御角を直流電圧に変換する変換回路であって、前記交
   流電源から発せられる連続波形の電源電圧と前記制御装
   置を介して負荷に加えられる不連続波形の交流電圧との
   ２つの信号電圧を波形合成しかつ全波整流して１つの脈
   流状の直流電圧を形成する全波整流回路を含む波形合成
   手段と、前記脈流状直流電圧を前記サイリスタのターン
   オン時間の大きさに対応する平坦なレベルの直流電圧に
   変換する平滑回路とを有することを特徴とする電圧位相
   制御角の直流変換回路。