JPS6054754B2

JPS6054754B2 - 誘導加熱調理器

Info

Publication number: JPS6054754B2
Application number: JP6553980A
Authority: JP
Inventors: 芳生荻野; 通正杉原; 裕一義田
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1980-05-16
Filing date: 1980-05-16
Publication date: 1985-12-02
Also published as: JPS56162488A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は誘導加熱調理器の入力制御方式に関するもの
であり、特に何の訓練もされていない一般使用者が特定
化されていない種々の鍋を、いかなる条件で使用しても
調理器として安定に作動することで使用者に大きな便宜
を供すことを目的としている。

従来の調理熱源はガス・電気コンロ（ニクロム線ヒー
ターやシーズヒータなど）などがほとんどで、いずれも
熱源からのふく射や対流・伝導で鍋を加熱していた。

そのため、鍋を構成する材料についても電気的特性のい
かんは問題でなく、従つて、一般の台所には種々の材質
・形状の鍋が備えられている。しカル誘導加熱調理器の
場合、この様に不特定の種類の鍋が負荷として使用され
るのでその電気的特性が十分に確認されないまま設計を
進める必要がある。そこで、誘導加熱調理器を構成する
静止電力変換装置に非常によく整合（マッチング）する
特性の鍋を使用された場合、一般の材質の鍋（ホーロが
鋳鉄）に比べて過大な入力と出力を生じ電源の許容量を
超えたり、調理器そのものが破壊したりして、危険な状
態になり得る。そのため、入力が所定の値を超すと静止
電力変換装置の動作周波数を変えたり、負荷との結合を
悪くして一定の入力以上にならない様に制御していた。
しかしその場合、電源電圧が低下しても、その設定した
電力であるので入力電流そのものは、電源電圧が下がる
ことによつて増加する現象となる。これは定格電源電圧
時に入力を下げる様働らいていた動作周波数や負荷との
結合の制御分が電源電圧の低下に供つて減少しながら一
定の入力に制御していることになる。そして、電源電圧
がさらに下がつて制御分がゼロになる迄、入力電力は一
定となり、それ以後の入力は電源電圧の低下に供なつて
減少する。これは換言すれば、標準負荷より、も、静止
電力変換装置とよく整合する負荷の場合、電源電圧が低
下する程、制御分が減少して静止電力変換装置との結合
が良くなることを意味する。一般に静止電力変換装置は
負荷が整合する程、効率は高くなるが、反面不安定とな
り時には異常発振モードになつて通常の２倍以上の電圧
・電流が発生し半導体などの機能部品を破壊し、前述の
如く調理器そのものの破壊へと連がることがある。よつ
て入力の上限のみを設定するだけでは電源電圧の低下時
に信頼で欠ける点がある。本発明はかかる問題点を解消
して機器の信頼性を大きく高めた静止電力変換装置で構
成される誘導加熱調理器に関するものである。

本発明の一実施例を以下、説明する。

第１図は一実施例の基本回路図を示すもので、交流電源
１に制御回路２用の電源トランス３と、静止電力変換装
置（インバータ）４に整流電源を供給するための全波整
流器５とフィルタコンデンサ６とチョークコイル７が順
に接続されている。そして直列接続された共振キャパシ
タ８と加熱コイル９、サイリスタ１０、サイリスタ１０
に逆並列接続されたダイオード１１、ダイオード１１に
並列接続されたスナバーキヤパシタ１２とスナバー抵抗
１３の直列回路が互いに並列に接続されてインバータ４
を構成している。制御回路２には電源トランス３からの
低圧入力ｂ及びｃとフィルタコンデンサの端子電圧ａ１
入力を検出するためにスナバー抵抗の端子電圧ｅ１イン
バータを発振させるための信号入力ｇとサイリスタのト
リガ出力ｆがそれぞれ接続されている。制御回路２の内
容を第２図に．従つて説明する。トランス３からの電源
はＢ，ｃから入力され、ダイオード１４と平滑コンデン
サ１５で整流平滑された後、抵抗１６と定電圧ダイオー
ド１７で安定化電源を形成している。

これは、最も簡単な安．定化電源であるが、必要に応じ
て全波整流、低圧整流、ＩＣによる安定化など性能を求
めれば良い。インバータ４の発振を基本的に司どるため
、サイリスタ１０の端子電圧をｇを介して抵抗１９，２
０で分圧しその接続点をトランジスタ２１−のベースへ
接ぐ。するとサイリスタ１０がオフした端子電圧でトラ
ンジスタ２１はオンし、抵抗２８を介して流れる第２の
トランジスタ２２のベース電流をバイパスしトランジス
タ２２をオフさせる。そのオフによつてゼナダイオード
１７のカソード（母線１８）とｄの間に接がれた抵抗２
４，２５とコンデンサ２６の直列タイマー回路の充電動
作が開始する。抵抗２４，２５の間にトランジスタ２２
のコレクタを接ぐことによつてサイリスタ１０がオンし
た後はトランジスタ２２がオンするのでコンデンサ２６
は抵抗２５、トランジスタのコレクターエミッタを通つ
て放電する。コンデンサ２６はコンパレータ２９の信号
入力となり、・母線１８とｄの間の抵抗２７，２８で決
る基準電圧でコンパレータ２９は反転動作を行なう。即
ち、サイリスタ１０がオフしてトランジスタ２２がオフ
しコンデンサ２６が抵抗２７，２８の基準電圧まで充電
するとコンパレータ２９の出力は“１゛から“０゛にな
り抵抗３０を介して出力トランジスタ３１のベース電流
を流し、その増巾されたコレクタ電流が抵抗３２を通つ
て端子ｆを介しサイリスタ１０のゲート信号として供給
されサイリスタ１０をトリガする。そしてｇの電圧は零
になるのでトランジスタ２２はオンになり充電されたコ
ンデンサ２６を放電させて、サイリスタ１０が共振キャ
パシタ８と加熱コイル９で定まる自由振動期間後に再び
オフするまでオンし続け、その後、再度オフして充電動
作を開始することによりインバータ４の発振を継続させ
ている。この様子を第３図に示す。

同図のａはサイリスタ１０の端子電圧で、ｂは同サイリ
スタ１０及びダイオード１１を流れる電流を示し、ｃが
コンデンサ２６の端子電圧でインバータとの同期関係が
明確である。ｃで破線で示してあるのは抵抗２７，２８
によつて分圧されたコンパレータ２９の基準電圧ｘを示
すものである。

このｘ点に外部から電流を流し込んで実質的にΔｅだけ
基準電圧を上昇させた場合には第３図のａ″，ｂ″，ｃ
″の如くサイリスタ１０のオフ期間が長くなり結果的に
はインバータ４の動作周波数が低くなることが示されて
いる。（周波数が下がると入力は減少する）次にスナバ
抵抗１３の電圧による過入力保護手段３３について説明
する。これはｅ点から抵抗３４と、逆方向に直列接続さ
れたゼナダイオード３５，３６、抵抗３７，３８が直列
に接続されており、抵抗３７，３８にはそれぞれ平滑コ
ンデンサ３９，４０が並列接続されている。又抵抗３８
にバイアス電圧をかけるため母線１８から抵抗４１が抵
抗３８に接続されている。抵抗３８、コンデンサ４０の
並列回路に印加されたバイアス電圧を基準にして入力電
力に応じた電圧がコンデンサ３９に発生するのでこのコ
ンデンサ３９の電位を、母線１８とｄ点間に挿入された
直列抵抗４２，４３が作る基準電圧と比較し、過入力に
なつて定格電力に相当する基準電圧より信号が低下する
とコンパレータ４４の出力は“０゛に反転し抵抗４５，
４６を介してＰＮＰトランジスタ４７のベース●エミッ
タ間に電圧を生じエミッタ抵抗４８で定まる増巾度でコ
ンパレータ２９の基準電圧を上昇させる。（この入力検
知については特願昭５３−１１７３４１）で詳細に説明
されている。次に電圧補正手段５０について説明する。

電圧補正手段５０は母線１８とｄ間に挿入された抵抗５
１，５２の直列回路で基準電圧を作り、フィルタコンデ
ンサ６の端子電圧を抵抗５３，５４で分圧した値とコン
パレータ５５で比較して行なう。コンデンサ６の端子電
圧が低下して基準電圧以下の場合、コンパレータ５５の
出力は“゜０゛となり抵抗５６，５７を介してＰＮＰト
ランジスタ５９を導通させコレクタ抵抗６０を介してコ
ンパレータ２９の基準電圧ｘの電圧を上昇させる。ここ
でトランジスタ５９のベースエミッタ間のコンデンサ５
８は基準電圧Ｘの急激な変化を防止するための積分コン
デンサである。この電圧補正回路は、先述の過入力保護
回路の出力が直流てあるのに対し、電源周波数に同期し
たパルス出力であり、電源電圧の零点を中心とした所定
の巾だけ基準電圧ｘを変化させる点が異なつている。こ
の動作をさらに定量的に説明する。電源電圧が！２Ｖｓ
ｉｎｘで表わされてその時のコンパレータ５５が反転す
る基準レベルをｅとするとＸ１はｘ１＝Ｓｉｎ−１（ｅ
／Ｊ２■）で表わされるので１周期中の谷間を含む期間
（第４図のａ）とピークを含む期間の入力の比：Ｋは（
ここでＰ１はＸ１＝！の時の入力、Ｐ２はＸ１＝０の時
の入力）で表わされる。

今、ｅ一川４■．Ｐ１：Ｐ２＝０．６：１．４の時の電
源電圧（定格１２０Ｖ）に対する入力の変化を、第４図
ｃの口で示す。同図のイとして表わされた一般（本願の
電圧補正を実施しない場合）の例と比べて電源電圧の依
存性が極めて強くなつており電圧の低下時に入力が急激
に低下していることが判る。この特性は前述のＰ１：Ｐ
２の比を大きくすればさらに急激にとることも可能であ
る。又、第４図ｃイを見ても判る様に、電圧依存性を強
く持つ部分（Ｖ≧１０５（ｖ））とそれ以外の標準特性
部分（Ｖく１０５（ｖ））とに分かれ、Ｖ＝１０５（ｖ
）で折れ線特性となつている。これは前述のｅの値の選
び方で決まる。この様に２つの値を適当に選べば設定で
きる自由度は極めて大きい。そして特にｅの設定につい
ては電源電圧の定格値のピーク電圧以下で、且つその値
より１５％低い値に設定することがより効果を大きくす
る。即ち折れ点近傍の電圧依存性が最も大きいのでｅの
設定を上記値の範囲に設定することて定格電圧と、電圧
変動時の最低電源電圧時て本願の効果を最も大きく出す
ことが出来る。折れ点をさらに低い電圧とした場合に同
様の効果を出すにはＰ１とＰ２の比をさらに大きくする
ことが必要となるが、その場合波形の歪が大きくなり雑
音やうなりの発生など悪現象が出るのを本発明のｅの値
の範囲にす！ることで最少限に防止すことが出来る。又
、電源電圧が定格値より高い時は、一般の場合に比べて
、より大きな入力が発生するが、前述の過入力保護手段
が過入力を防止する様、インバータを制御するので、全
く問題ない。

ノ以上、第１図のインバータについて説明したが、本
発明によれば、全く別のインバータであつても効果は同
様であり、又、入力を下げるのに本願の場合は周波数を
下げれば良いが、他のインバータで逆の特性を有するも
のについても第２図か７ら簡単に作ることが出来る。

又入力検知についても本発明以外の手段（例えば入力電
流と入力電圧の積）でも全く同様である。以上のように
本発明によれば次の効果が得られる。

１１電源電圧に対する入力電力の特性を自由に選べる。

２特に低電圧時の入力を低下させるので、過入力保護が
動作する負荷であつても異常発振に至らない。３電圧特
性に関して瞬時波形を検出するので応答に遅れがない。

４構成が簡単である。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図は本発明の一実施例における誘導加熱調
理器の回路図、第３図、第４図は動作、特性を示す図で
ある。４・・・・・・インバータ、８・・・・・・共振キャパ
シタ、９・・・・・・加熱コイル、１０・・・・・・サ
イリスタ、２２・・・・・・トランジスタ、２９・・・
・・・コンパレータ。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電源に接続された静止電力変換装置の入力電力
を検出し所定の入力を超えない様に前記静止電力変換装
置の動作周波数を制御する過入力保護手段と、上記交流
電源電圧が所定の値を超えた時の位相を検出した信号に
より、電源電圧の零点を中心とした所定の期間のみ静止
電力変換装置の入力を下げる様、その動作周波数を変化
させる電圧補正手段を有し、この２つの手段のオア出力
により静止電力変換装置の動作周波数を制御することを
特徴とした誘導加熱調理器。２交流電源電圧から電圧補正をする位相を検出する為
の基準電圧を、定格電源電圧のピーク電圧を超えずに、
かつその電圧より１５％低い電圧を下まわらない値に設
定した電圧補正手段を有する特許請求の範囲第１項記載
の誘導加熱調理器。