JPS6054506A - 搬送波制御振幅変調送信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、特許請求の範囲第１項の謂ゆる上位概念に記
載の搬送波値の制御機能を備えた振幅変調送信装置に関
する。

従来技術 振幅変調無線送信装置の電力費用を低減するために受信
装置の特性を考慮して、既に古くから可変の搬送値で変
調を行なう方法が提案されている（　Ｈｏｃｈｆｒｅｑ
ｕｅｎｚｔｅｃｈｎｉｋ　ｕｎｄ　Ｋｌｅｋｔｒｏａ−
ｋｕＳ　ｔ　ｌｋ　＋　Ｊ　ａｈ　ｒｂｕ　ｃｈ　ｄ　
ｅ　ｒ　ｄｒ　ａｈ　ｔ　ｒ　Ｏｓｅ　ｎ　Ｔ　ｅｌｅ
ｇｒａｐｈｌｅｕｎｄ　Ｔｅ１ｅｐｈｏｎｉｅ　、　４
７巻、５号、１９３６年で搬送波値の線形制御を行なう
ものであり、搬送波値を、変調レベル零の場合の搬送波
残留値から、最大変調レベルにおける最大値に増加する
制御を行なうものである。この場合、搬送波残留値は、
受信装置で復調された無線信号の品質に対する湾曲した
整流器特性曲線の影響を制を 限する作用＆なす。

上記のＨＡＰＵＧ方式から出発してさらに、搬送波残留
値を同じにして搬送波制御の特性曲線を、少なくとも、
最も頻繁に出合う変調レベルの領域でＨＡＰＵＧ特性曲
線よりも下方に位置するようにすることによってエネル
ギ節減を大きくすることが提案されている（西独特許公
報第３０３７９０２号参照）。この方式では、極端な場
合には、小さい変調レベルに対し搬送波値が一定で且つ
搬送波残留値に等しい状態に留まシ、所定のレベル値を
越えて始めて、１００％の変調度をもたらす直線に沿い
増加方向に制御する。過変調の危険を低減するために、
付ＪＪＯ的に急峻な特性曲線部分を小さいレベル値に対
し平行に遷移もしくはシフトすることができる。

上記の２つの公知の搬送波制御方法には１つの共通点が
ある。即ち、搬送波残留値の大きさと達成されるエネル
ギ節減との間に直接的な関連が存在する点である。即ち
、エネルギ節減は、搬送波残留値を小さく選べば選ぶほ
ど大きくなる。他方、搬送波残留値を減少すると、受信
側における妨害電圧間隔が減少し、受信品質は著しく劣
化する。

発明が解決しようとする問題点 放送局もしくは受信局の分布が益々、緻密になる放送帯
における現在および将来の事情を考慮して、西独特許第
３０３７９０２号明細書に提案されているように、公称
振幅の６０％（搬送波残留値０．６）にまで搬送波を減
衰するのはあまりにも大きすぎる。このように減衰する
と、妨害電圧間隔（Ｓ／Ｎ比）は約４．４［ＩＢも劣化
する。そしてこのことは特に、送信領域の縁部領域にお
ける休止や低音の楽章などで顕著な品質劣化を意味する
。しかしながら搬送波をこの程度大きく減少しなければ
、所望のエネルギ節減は達成されない。

したがって本発明の課題は、送信装置の最適な経済性を
保証し且つ搬送波制御を行なわない送信装置に比して雑
音電圧間隔（Ｓ／Ｎ比）が極く僅か、例えば精々約３　
ａＢ程度しか劣化しない搬送波制御方式を提案すること
にある。

問題点の解決のための手段 上記の課題は、冒頭に述べた型の送信装置において、特
許請求の範囲第１項の謂ゆる特徴部分に記載の一滅によ
シ解決される。

本発明の本質は、最小搬送波値と搬送波残留値との間に
おける一致を無くシ、それにより搬送波残留値とエネル
ギ節減との間における直接的な関連を解除することにあ
る。このようにしで、エネルギ節減はさらに低下した最
小搬送波値で最適化され、他方妨害電圧間隔（Ｓ／Ｎ比
）は大きくされた搬送波残留値により充分に高いレベル
に保持することができる。

本発明の有利な実施例によれば、静特性曲線で見て、搬
送波値は、搬送波残留値から出発して、第１のレベル値
よυも小さい第２のレベル値まで変調レベルに比例して
低下もしくは減少され、そして第２のレベル値と第１の
レベル値との間の変調レベルに対しては一定に且つ最小
搬送波値に等しく保持される。

特に好ましい実施態様においては、搬送波制御手段は、
変調信号を整流するだめの整流器と、それに後置接続さ
れて変調信号の波高値を測定するだめの波高値もしくは
ピーク値検出器と、変調振幅の波高値に基づき且つ静特
性曲線にしたがって出力に搬送波制御のだめの制御信号
を発生する制御ブロックとを備える。

レベルが急激に上昇した場合の過渡歪みならびにスジリ
アス放射を減少するだめに、制御ブロックには、搬送波
値を搬送波残留値から最小搬送波値に降下するだめの第
１の手段と、第１のレベル値よシも上方の領域の変調レ
ベルに対し搬送波値を増加方向に制御するだめの第２の
手段を、上記最小搬送波値を予め設定するだめの第３の
手段とを設け、そして第１の手段を用いての搬送波値の
減少を変調レベルの増加に対し時間的に遅延して行なう
が有利である。

同じ見地からまた、第２の手段による搬送波値の増加制
御を、変調レベルの立上シ時間に依存して、静特性曲線
に従かわず、変調レベルの立上シ時間が短かければ短か
いほど応分に小さい値の変調レベルで増加方向における
制御を開始し、そして搬送波残留値からの搬送波値の最
も短かい立上シ時間に対しては直接的に増加方向に制御
するのが特に有利である。

このような動的制御によれば、過渡歪みを回避するため
に、静特性曲線は無条件的に必要である場合にのみ用い
られ、このようにして過渡相における歪みを最小にして
最適々エネルギ節減が達成される。

実施例 以下添付図面を参照し本発明の実施例ならびに発展態様
に関し詳細に説明する。

第１図には、公知の型の搬送波制御がそれぞれの静特性
曲線を用いて図解されている。第１図の上側の部分には
、変調レベルＰの関数として搬送波値Ｔが描かれておシ
、そして下側の部分にはレベル分布もしくは頻度（度数
分布）ＰＨが示されている。搬送波制御を行々わない場
合には、搬送波値Ｔは一定の最大搬送波値Ｔａｘ を有している。静特性曲線は、縦軸から間隔Ｔｍａｘ　
を有する破線で描かれた水平線に対応する。妨害および
受信装置特性を考慮しない理想的な搬送波制御において
は、静％性曲線は原点と搬送波値ＴＩＴｌａｘ　および
’Ｉ’ｍａｘ　に対応するレベル値Ｐｍ　ａｘ　で与え
られる点を通る。この直線は、換算スケールＴ／Ｔｍａ
Ｘ　でＰ／Ｐｍａｘ　に対し内配置を有する。

これに対して受信装置の特性（非線形の整流器特性曲線
）が考慮されるＨＡＰＵＧ方式においては、搬送波値Ｔ
は点鎖線で示した特性曲線に沿って制御される。この特
性曲線はｐ＝ｏで搬送波値Ｒから出発して点（Ｐｒｎａ
ｘ、ＴｒｎａＸ）に達する直線である。理想的な搬送波
制御においては、変調度は常に１００％と々るが、ＨＡ
ＰＵＧ方式においては変調度はレベル値Ｐの増加で増加
して、Ｐｏ。で始めて１００％の値に達する。

これら２つの特性曲線間に、ＨＡＰＵＧ方式と比較し、
送信装置駆動において搬送波値Ｔの減少によりさらにエ
ネルギ節減が達成できる領域が存在する。

西独特許第３０３７９０２号明細書に開示されている改
良された搬送波制御の静特性曲線顕は、極端な場合、水
平の下側の部分と理想的な搬送波制御特性曲線に沿って
延びる上側の部分とから合成される。この静特性曲線Ｓ
Ｋは第１図に実線で描かれている。搬送波残留値Ｒは、
ＨＡＰＵＧ方式におけると同様に、送信装置の駆動中に
生ずる最小搬送波値Ｔｍ１ｎ　に等しい。

゛静特性曲線ＳＫの水平の部分は変調レベルＰ＝０から
第１のレベル値Ｐ１　にまで延び、したがって、レベル
頻度ＰＨ（第１図の下側の部分）が最大となる領域を包
摂する。ここで、レベル頻度曲線は、成る放送プログラ
ムに対し長い時間に亘って測定された変調レベルの平均
分布を表わす。

第２図は一般的ガ形態で本発明による搬送波制御を表わ
す静特性曲線ＳＫを示す第１図に対応のグラフである。

レベル値ｐ１．！：　点（Ｐ、、ａｘｒ　ＴｒｌｌｌＬ
Ｘ　）との間の特性曲線部分はこの場合にも、零点を通
る理想的な搬送波制御特性曲線の一部分である。これと
関連して、本発明による制御における第１のレベル値Ｐ
１　の実際の大きさは従来公知の値から偏差しておシ、
そして一般には後者よシは小さい点に注意を払われ度い
第１のレベル値Ｐ１　を下回ると、静特性ＩＪ１１線Ｓ
Ｋはフラットになり、そしてそれに続き最も高頻度で現
われるレベル値の領域で、関連の最小搬送波値ＴｌＴｌ
１ｎ　を有する最小値を通る。しかしながら従来方式と
異々シ、この最小搬送値Ｔｍ１ｎ　はＰ：ＯＫまで連続
せず、静特性曲線ＳＫはＴｍエユを通った後に負の勾配
で、Ｔｒｎｉ□　よりも相当に大きい搬送波残留値１＜
に向って増加する。本発明によるこの特性曲線プロフィ
ールの主たる利点は、量ＲとＴｍエユとを分離もしくは
切離すこと（関連をｆ竹くこと）から得られる。

即ちミこのように分離することにより、受信側で妨害電
圧間隔に大きな影響を及ぼす搬送波残留値Ｒを、最小搬
送波値Ｔ、　に殆んど関係な１ｎ く最適化、即ち増加することができ、他方では、エネル
ギ節減に結び付く最小搬送波値Ｔｍｉユを公知の方式に
対し相応に減少することができると言う利点が得られる
。

第２図の特性曲線プロフィールを第１図の関数ｐＨ（ｐ
）と比較すれば明らかなように、本発明による静特性曲
線ＳＫは近似的に、変調レベルＰの度数分布に対し逆比
例の関係にあシ、搬送波値Ｔは、通常の放送プログラム
中に最も大′きい頻度で現われるレベル値で最小と々シ
、そして達成可能なエネルギ節減が小さく々る領域での
み増加する。

第１図に一般的な形で示した静特性曲線ＳＫは、それ自
体ならびにその１次導関数で連続している曲線として表
わされている。このような曲線は、複数の直線的な重畳
された特性曲線線分で近似することができる。そしてそ
の場合には、これら特性曲線線分のそれぞれに、勾配お
よび位置が調節可能な出力関数を発生することができる
１つの適した関数発生器が必要とされる。しかしながら
、静特性曲線のゾロフィールにおける小さな変化（例え
ば、１次導関数における不連続点）は、積分エネルギ節
減に対して極く僅かな影響しか有しないので、第２図の
曲線の近似においては少数の特性曲線線分に限定し、そ
れによ多制御に要する回路費用を節減するのが有利であ
る。

近似においては、第３図に示すように、３つの直線形の
特性曲線部分ａ、ｂおよびＣを用いるのが好ましい。そ
のうち第１の部分ｔａ）は、点（、ｐ＝ｏ、Ｒ）と、第
２のレベル値Ｐ２　および最小搬送波値Ｔｍ□ユで与え
られる点（Ｐ２．’Ｔ□ｉｎ）との間にある。第２の特
性曲線部分すの勾配は零であり、この部分すは２つの点
（Ｐ２　＋　Ｔｍａｎ　）および（Ｐ１＋　Ｔｍ１ｎ　
）を結ぶ。最後に第３の特性曲線部分Ｃは、通例のよう
に理想的な搬送波特性曲線に沿ってＰ−Ｔ座標の点（Ｐ
ｌ　’　Ｔｍ１ｎ　）および（Ｐ□工’　Ｔｍａｘ　）
間に在る。

上記の３つの直線特性曲線部分ａ、ｂおよびＣは第３図
に示す好ましい実施例において静特性曲線ＳＫを形成す
る。第１の特性曲線部分ａの勾配は第３の特性曲線部分
Ｃの勾配に従かう大きさに対応する、即ち、換算スケー
ルで値−１をとるようにするのが特に有利である。この
場合には、第１の特性曲線部分ａの領域においては搬送
波値Ｔと変調レベルＰの和は一定であり、したがって小
さいレベル値のこの問題となる領域においてさえ一定の
妨害電圧間隔が得られる。

既に詳述したように、本発明による搬送波制御によれば
、搬送波残留値Ｒおよび最小搬送波値Ｔｒｎｉユ　は別
々に最適化される。この場合、搬送波残留値Ｒはぼ最大
搬送波値Ｔ　の０．７５ａＸ 倍如等しくシ、そして最小搬送波値Ｔ　を最ｉｎ 大搬送波値Ｔｍａｘ　のほぼ０．５倍に等しくなるよう
に選択するのが送信装置の駆動にとって特に有利である
ことが判明した。

第４図には、本発明による搬送制御装置の一実施例がブ
ロックダイヤグラムで示しである。

低周波入力端９には低周波数ＮＦ　の形態にある変調信
号が供給されて、前置増幅器ｌを介し整流回路２に印加
される。該整流回路は公知の仕方で全波交流器として構
成することができる。

全波整流器２は、低周波数の交流電圧信号を脈動直流電
圧に変換し、この脈動直流電圧は波高値検出器３の入力
端に供給される。該波高値検出器３は、脈動直流電圧信
号から、時間的変化が元の変調信号の包結線に対応する
出力信号を発生する。波高値検出器３内における設定可
能外時定数によシ、変調レベルＰにおける極めて短時間
の減少もしくは降下が補償される。

波高値検出器３の出力信号は、制御ブロック１０に供給
される。この制御ゾロ−ツクは、３つの関数発生器牛、
−５および６ならびに重畳回路７を備えている。該関数
発生器は、静特性曲線の第３図に示した特性曲線部分ａ
、ｂおよびＣを発生し、これら特性曲線部分は、重畳回
路７において、それらの相対位置および勾配に関し制御
ブロックｌ○の出力端８に上記静特性曲線に対応の信号
が得られるように重畳される。出力端８において制御信
号が取出されて、搬送値Ｔは該制御信号に比例して制御
される。制御ブロック１００重畳特性は、したがって搬
送制御のＴ（Ｐ）プロフィールに直接対応する。

第１の関数発生器牛は、線形の非反転増幅器の重畳機能
を有している。即ちその出方とじて、波高値検出器３の
出力信号に比例する信号を発生する。したがって、該関
数発生器は、理想的な搬送制御特性曲線に対応する特性
曲線部分、即ち第３の特性曲線部分Ｃを発生する。

第２の関数発生器５は、線形の反転増幅器の機能を有し
ているが、しかしながらその出力信号は入力信号が消失
する場合に正の一定の値だけ遷移される。この第２の関
数発生器５は、静特性曲線の内筒３図に示す第１の特性
曲線部分ａに寄与する。この場合、出力信号の正方向の
一定の遷移が搬送波残留Ｒに対応する。

第３の関数発生器６は、他の２つの関数発生器４および
５と異なシ、波高値検出器３によって制御されない。こ
の関数発止器は単に変調信号の包絡曲線に依存しない一
定の設定可能な出力信号を発生するだけである。該出力
信号は、特性曲線部分すに従かい最小搬送値Ｔｒｒｌ工
□　を予め設定するのに用いられる。

上記３つの関数発生器生、５および６の出力信号は、重
畳回路７で、Ｐ＝ＯおよびＰ＝Ｐ２で、変調レベルＰに
依存して第２の関数発生器５だけが、そしてｐ　＝　ｐ
２　とＰ＝Ｐ４　との間では第３の関数発生器６だけが
、そしてＰｌ　より上では第１の関数発生器牛だけが搬
送値Ｔの制御に寄与するよう々仕方で重畳される。この
ような特性を有する重畳回路は、例えば変調レベルＰで
制御される切換スイッチにより実現することができる。

振幅変調放送送信装置における新規な搬送波制御に関す
る上に述べた実施例は、第２図に示し、そして第３図の
特性曲線部分ａ、ｂおよびＣで表わされるような静特性
曲線に制限されている。本発明の発展形態に従かえば、
変調レベルＰの異なった立上り時間および立下り時間を
考慮しないこのような静的搬送波制御に対し付加的に、
動的搬送波制御を設け、それにより、静特性曲線から出
発して、変調レベルの変化が迅速である場合には動的特
性曲線を用いて搬送波値Ｔを、急峻なレベルの立上シの
場合でも過渡歪み、したがってまたスジリアス放射が相
当に回避されるように増加方向に制御することが提案さ
れる。

この目的で、第１の特性曲線部分ａに従がう減゛少方向
における制御は、波高値検出器３から出力される包絡線
信号に対して時間的に遅延される。これは、例えば、第
２の関数発生８ａ５に組込んだ時限素子により行なうこ
とができる。

次いで、該時限素子の時定数よシも相当に小さい時定数
でレベル増加を行なうと、関数発止器δはそれに関連の
レベル値領域で最早や応答しなくなる。減少方向におけ
る制御は行なわれない。と言うのは、変調レベルＰは遅
延時間の経過後厄に第２のレベル値Ｐ２　を越えておっ
て他の特性曲線部分の領域内に在るからである。

重畳回路７の対応の回路構成で、第２の関数発生器５に
おいて、例えば、第３図に点（０゜Ｒ）を通る水平線と
して示されている動的特性曲線部分ｅに対し内部遅延が
行なわれる。この目的で、重畳回路７は、３つの出力信
号のうち最大の出力信号を有する関数発生器の該出力信
号が常に出力端８に現われるように構成しなければなら
ない。

変調レベルＰが、Ｐ−０から非常に迅速に第３のレベル
値Ｐ３　にまで増加すると、関数発生器５における内部
時間遅延で、搬送波残留値Ｒに対応し且つレベル領域零
ないしＰ３　において総ての出力信号のうち最大の値を
有する出力信号が出力端８に発生する。さらに変調レベ
ルをＰ、を越えて増加すると、この出力信号は、特性曲
線部分Ｃに従がって搬送波を増加方向に制御する第１の
関数発生器牛のより大きな出力信号により取って替わら
れる。この動的制御において、第３の関数発生器６の出
力信号は総ての変調レベルに対し、他の出力信号よシも
小さく、したがって重畳回路７では考慮されない。搬送
波値Ｔはこの場合動特性曲線部分ｅに沿い、そして続い
てさらに静特性曲線の第３の特性曲線部分Ｃに沿い増加
方向に制御される。

変調レベルＰの急峻な立上りがＰ−０がら′ではなく、
Ｐ−ＯとＰ２　との間に位置するレベル値から行なわれ
ると、特性曲線部分ｅに対して平行でそれよりも低い位
置の曲線部分が生じ、その結果、この型の動的制御にお
いては、出発し゛ベルおよび立上シの急峻度に依存し、
特性曲線部分ａ、ｂ、ｃおよび０間の第３図に２倍の数
の斜線を引いて示した全領域が搬送波制御に利用可能に
なる。静特性曲線部分ａ、ｂおよびＣに対応する搬送波
値Ｔの領域の部分約１なりで過渡歪みは顕著に減少する
。そうでない場合には、このような過渡歪みは、急峻な
レベルの立上シならびに静特性曲線に沿っての搬送波制
御において発生し得るものである。

本発明のさらに他の発展形態によれば、変調レベルＰの
短かい立上り時間において、搬送波値ＴをＰｌ　とＰｍ
ａｘとの間のレベル値ではなく、既に小さい方の変調レ
ベルで増加方向に制御することによシ過渡歪みをさらに
減少することができる。極端な例として、最も短かい立
上り時間で、搬送波値Ｔは第３図の動特性曲線部分ｄお
よびｆに沿って高められる。このようにして、動的制御
においては、２倍数の斜線で第５図に示した特性曲線領
域に加え少ない数の斜線を引いて示した特性曲線領域を
利用することが可能となる。緩慢なレベル変化および非
常に迅速なレベル変化の２つの限界例は、特性曲線部ａ
、ｂおよびＣを有する静特性曲線ならびに動特性曲線部
分ｄおよびｆにより特徴的に表わされる。

制御ブロック１ｏの好ましい実施例が第５図に示しであ
る。前置増幅器１および整流器２は、周知の仕方で当業
者にょシ容易に実現できるので、第５図には単に機能ブ
ロックとして示すのに留めた。第４図の波高値検出器３
は、相応の前置抵抗Ｒ１およびＲ３を備えた差動増幅器
Ａ１から構成されておって、電圧ホロワとして、ダイオ
−）′ＤｌおよびＤ２、抵抗Ｒ４およびＲ５ならびにト
ランジスタＴ３を介して、コンデンサＣ１を整流器２か
らの脈動直流電圧の波高値電圧もしくはピーク値電圧に
充電する。波高値蓄積要素として動作するコンデンサｃ
１は、トランジスタＴ１およびＴ２を備えた公知の電流
ミラー回路を介し、可変抵抗ＶＲ４により前置抵抗Ｒ２
を介し予め定めることができる時定−数で放電する。

コンデンサａ１に蓄積もしくは記憶されていた波高値も
しくは包絡線信号は、トランジスタＴ３のエミッタから
取出されて、第１の差動増幅器Ａ２の非反転入力端に印
加される。該差動増幅器Ａ２はダイ−オーＰＤ５および
Ｄ６ならびに抵抗Ｒ１２を介して帰還−結合されている
。第１の差動増幅器Ａ２は、第４図に示した第１の関数
発生器専の機能を司如、静特性曲線部分Ｃを発生するだ
めの非反転増幅器として動作する第１の差動増幅器Ａ２
の出力信号は抵抗Ｒ１３を介して第２の差動増幅ＨＡ　
３の反転入力に印加される。この差動増幅器Ａ３は反転
増幅器として接続されておって、第２の関数発生器５の
機能を司り、上記第１の差動増幅器Ａ２により発生され
る特性曲線部分をＸ軸上に鏡映する。

この鏡映された特性曲線の一定の量の必要な遷移もしく
はシフトは、上記第２の差動増幅器Ａ３の非反転入力端
に一定のバイアス電圧を印加することによシ達成される
。なお、このバイアス電圧は、分圧器ＶＲ３により抵抗
Ｒ１１およびＲ１４を介して調整することができる。

第３の関数発生器６の機能は、電圧ホロワ回路として実
現されている第３の差動増幅器Ａ４によって実現きれる
。該差動増幅器Ａ４の入力端子は、分圧器ＶＲ２により
抵抗Ｒ１８を介して予め設定される。

３つの関数発生器４，５および６もしくは３つの差動増
幅器Ａ２．Ａ３およびＡ４の出力信号を重畳するだめの
重畳回路７は、３つのダイオ−ＩＦＤ４．Ｄ８およびＤ
９を備えている。これら３つのダイオ−ｒは、上記差動
増幅器の出力から共通の加算点に接続されておシ、ペー
スを介してトランジスタＴ４を制御する。このトランジ
スタＴ４は搬送波制御のために出力端８に得られる制御
信号を発生する。

差動増幅器Ａ２．Ａ３およびＡ４は、ダイオ−ｒＤ４．
Ｄ６およびＤ９と協働して、静特性曲線を直線形の特性
曲線部分ａ、ｂおよびＣから゛合成するだめの所望の関
数発生回路を構成する。第３図の斜線を引いた領域にお
ける動的制御は、下に述べるような特殊な仕方で差動増
幅器Ａ２およびＡ３と接続されている２つのコンデンサ
Ｃ２およびＣ３によって達成される。

コンデンサＣ２は、差動増幅器Ａ２の出力端を加算点に
接続するダイオ−ｒＤ４に並列に設けられている。この
コンデンサＣ２が存在しない場合には、Ａ２からの出力
信号は、それが、２つの他の差動増幅器Ａ３およびＡ４
の出力信号より大きい場合に、単に電源として接続され
たトランジスタＴ５に供給されるだけであるが、コンデ
ンサＣ２を設けることにより、変調レベルＰの急峻な立
上シで阻止ダイオ−１ＦＤ４が程度の差こそあれ短絡さ
れ、その結果、この場合には搬送値Ｔの増加制御は既に
第１のレベル値Ｐ１　より低い領域で開始する。

コンデンサＣ３は、第２の差動増幅器Ａ３の帰還結合路
に設けられており、変調レベルＰに対し上記増加制御を
時間的に遅延する働きをなす。第５図に示した回路の試
験的に実現した回路において、コンデンサｃ２として、
約２ミリ秒の特性立上シ時間に対応する０、２２μＦの
容量含有するコンデンサを用いた。また、コンデンサＣ
３としては、１００にΩの抵抗１（１３と組合せて４７
　ｎＦ　の容量値を有するコンデンサが特に有利である
ことが判った。波高値検出器δ内で、トランジスタＴ３
のコレクタ抵抗Ｒ１０を１００Ωとし１μＦのコンデン
サｃ１で良好な結果が達成された。トランジスタＴ１々
いしＴ４としては、ＢＯＹ　７９型のｐｎｐ　）ランジ
スタを用いた。

第５図の回路においては、行過ぎ制御を制限するために
、木質的に別の差動増幅器Ａ５からなる制限器が付加的
に設けられている。差動増幅器Ａ、５は、その非反転入
力端に、抵抗Ｒ１７を介して分圧器ＶＲＩからタップさ
れる調整可能な基準電圧を受ける。他方、反転入力端は
、抵抗Ｒ２０ｌ−Ｒ１９およびＲ１５ならびにダイオ−
ＰＤ７およびＤ１２を介して第２および第３′の差動増
幅器Ａ２およびＡ４の出力端に接続されている。ダイオ
−ｐＤｌｏを介して帰還結合されているＡ５の出力端は
、抵抗Ｒ９および別のダイオ−ｒＤ３を介して波高値検
出器３の差動増幅器Ａ−１の非反転入力端に印加される
。

トランジスタＴ４のコレクタ線路には、送信段からの高
周波妨害に対して回路を保護するために、約３３μＨの
インダクタンスＬ１と約ＩＱｎＦ　の容量を有するコン
デンサＣ４からなる高周波阻止回路が設けられている。

この高周波阻止回路は、回路の機能信頼性が出力端８に
おけるインピーダンスに依存しないようにするために、
ツェナーダイオ−１−Ｄｌｌにより付加的に橋絡されて
いる。＠後に、電源電圧Ｕを供給する導体にも、制御精
度を高めるために、例えばＬＭ３１７型の電圧安定化回
路を挿入することができよう。

発明の効果 従来技術において特に送信領域の縁部における休止とか
音楽低音部などで搬送波減衰によるひどい品質の低下を
来たさなければ行なえないエネルギ節減を、ＳＺＮ比の
ごくわずかな劣化だけで送信装置の最適経済性を可能に
し、エネルギ節減がさらに低下した搬送波値で最適に行
なわれるようになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術による搬送波制御を図Ｗ（する図、
第２図は、本発明による搬送波制御を一般的な一形態の
静特性曲線で図解する図、第３図は本発明による静特性
曲線の好ましい形態ならびに動制御領域を示す図、第４
図は、制御ブロックを備えた本発明による搬送波制御の
一実施例ヲ示すブロックダイヤグラム、そして第５図は
、第４図に示した制御ブロックの好ましい回路構成を示
す回路図である。 ｌ・・・前置増幅器、２・・・全波整流器、３・・・波
高値検出器、牛、５，６・・・関数発生器、７・・・重
畳回路、８・・・出力端、９・・・低周波入力端、１ｏ
・・・制御ブロック、Ｒ・・・抵抗、Ｄ・・・ダイオ−
１、Ｔ・・・トランジスタ、Ｃ・・・コンデンサ、■Ｒ
・・・分圧器、Ａ・・・差動増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、搬送波値（Ｔ’）を変調ルベル（Ｐ）で制御し、該
   制御において、前記搬送波値（Ｔ）の静特性曲線（ＳＫ
   ）を、最大搬送波値（′ＩＩｎ＆、ｃ）と零より大きい
   最小搬送波値（Ｔ　’）とのｉｎ 間で前記変調レベル（Ｐ）に依存して変化させ、第１の
   レベル値（Ｐｌ）より上では前記搬送波値（Ｔ）を静特
   性曲線（ＳＸ）に従が゛い前記変調レベル（Ｐ）に比例
   して増加方向に制御し、そして前記搬送波値の制御の際
   最も高頻度で現われる前記変調レベル（Ｐ）の値の領域
   では前記最小の搬送波値（Ｔｒｎｉｎ）をとるようにし
   た搬送波制御振幅変調送信装置において、前記変調レベ
   ル（Ｐ）の消失時に、前記最小搬送波値（Ｔｍｉｎ）よ
   シ大きい搬送波残留値（Ｒ）が残り１．そして前記静特
   性曲線（ＳＫ）上で搬送波値（Ｔ）を、前記　□搬送波
   残留値（Ｒ）から出発して前記変調レベル（Ｐ）の増加
   と共に最初に前記最小搬送波値（Ｔ　）に減少するよう
   に搬送波制御ｉｎ 装置を構成したことを特徴とする振幅変調送信装置。 ２、搬送波値（Ｔ）を、搬送波残留値（Ｒ）か・ら出発
   して、第１のレベル値（Ｐｌ）よシも小さい第２のレベ
   ル値（Ｐ２）まで変調レベル（Ｐ）に比例して減少し、
   そして第２のレベル値（Ｐ２）と第１のレベル値（Ｐｌ
   ）トの間の変調レベル（Ｐ）に対しては１）１ｊ記搬送
   値（Ｔ）を一定に且つ最小搬送波値（Ｔｍよｎ）に等し
   くする特許請求の範囲第１項記載の振幅変調送信装置。 ３、静特性曲線（ＳＸ）の勾配が、第２のレベル値（Ｐ
   ２）の下方および第１のレベル値（Ｐｌ）の上方で等し
   い大きさである特ｉｆ’ｌ’　請求の範囲第２項記載の
   振幅変調送信装置。 ４、搬送波残留値（Ｒ）が最大搬送波値（Ｔｍ力）のほ
   ぼ０．７５倍に等しく、そして最小搬送波値（Ｔ、□ｎ
   　）が前記最大搬送波値（Ｔｍａｘ）のほぼ０．５倍に
   等しい特許請求の範囲第１項ないし第３項のいず糺かに
   記載の振幅変調送信装置。 ５、搬送波制御装置が、変調信号を整流するだめの整流
   器（２）と、変調信号の波高値を測定するために前記整
   流器（２）に後置接続された波高値検出器（３）と、前
   記波高値に依存して静特性曲線（ＳＸ）に従がい出力端
   （８）に搬送波を制御するだめの制御信号を発生する制
   御ブロック（１０）とを含む特許請求の範囲第１項ない
   し第午項のいずれかに記載の振幅変調送信装置。 ６、制御ブロック（１０）内に１搬送波値（Ｔ）を搬送
   波残留値（Ｒ）から最小搬送波値（Ｔ、□ｎ　）に減少
   するだめの第１の手段と、第１のレベル値（Ｐｌ　）ｊ
   り高い変調レベル（Ｐ）に対して前記搬送波値（Ｔ）を
   増加方向に制御するだめの第２の手段と、前記最小搬送
   波値（Ｔｍｉｎ）を予め設定するだめの第３の手段とが
   設けられ、そして前記第１の手段による搬送波値（Ｔ）
   の減少を、変調レベル（Ｐ）の立上シに対し時間的に遅
   延して行なう特許請求の範囲第５項記載の振幅変調送信
   装置。 ７、第２の手段による搬送波値（Ｔ）の増加方向制御を
   、変調レベル（Ｐ）の立上シ時間に依存して、静特性曲
   線（ＳＸ）から偏差して、前記立上り時間が短ければ短
   かいほど前記変調レベル（Ｐ）の相応に小さい値で前記
   増加方向の制御を開始し、そして最も短かい立上り時間
   では、搬送波値（Ｔ）を搬送波残留値（Ｒ）から直接増
   力口方向に制御する特許請求の範囲第６項記載の振幅変
   調送信装置。 ８、制御ブロック（１０）が、複数の差動増幅器（Ａ２
   ．・・・、Ａ４）を備えた関数回路網を有し、該差動増
   幅器の内、第１の差動増幅器（Ａ２）は非反転接続で増
   加方向ｔｌｉ制御に用いられ、それに続き反転接続で設
   けられた第２の差動増幅器（Ａ３）は減少方向における
   制御に用いられ、そして第３の差動増幅器（Ａ４）は最
   小搬送波値（Ｔｍｉｎ）を予め設定するだめの電圧ホロ
   ワとして用いられ、そして前記差動増幅器（Ａ２．・・
   ・、Ａ４）の出力信号を重畳回路（７）で、静特性曲線
   （ＳＸ）を形成するために重畳する特許請求の範囲第５
   項記載の振幅変調送信装置。 ９、重畳回路（７）が複数のダイオ−）’（Ｄ４、Ｄ８
   ．Ｄ９）を備え、該ダイオ−１（Ｄ４、Ｄ８．Ｄ９）は
   １つの共通の加算点から出発して個別に差動増幅器（Ａ
   ２．・・・、Ａ４）゛の出力端に接続されて、第１の差
   動増幅器（Ａ２）に対して設けられるダイオ−）’（Ｄ
   ４）は第１のコンデンサ（Ｃ２）により交流電圧に関し
   橋絡され、そして第２の差動増幅器（Ａ３）の出力端を
   第２のコンデンサ（Ｃ３）を介して反転入力側に帰還結
   合した特許請求の範囲第８項記載の振幅変調送信装置。 １０、第１のコンデンサ（Ｃ２）が約０．２μＰ゛の容
   量を有し、そして第２のコンデンサ（Ｃ３）が約５０　
   ｎＦの容量を有している特許請求の範囲第９項記載の振
   幅変調送信装置。