JPH0576805B2

JPH0576805B2 -

Info

Publication number: JPH0576805B2
Application number: JP59166653A
Authority: JP
Inventors: Boomiru Kirian
Original assignee: Asea Brown Boveri AB
Current assignee: ABB AB
Priority date: 1983-08-12
Filing date: 1984-08-10
Publication date: 1993-10-25
Also published as: JPS6054506A; EP0137121A1; YU44765B; US4633512A; CH666374A5; DE3477108D1; EP0137121B1; CS274540B2; CS610584A2; SU1355141A3; YU133784A; IN161537B

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、特許請求の範囲第１項の謂ゆる上位
概念に記載の搬送波値の制御機能を備えた振幅変
調送信装置に関する。

従来技術振幅変調無線送信装置の電力費用を低減するた
めに受信装置の特性を考慮して、既に古くから可
変の搬送値で変調を行なう方法が提案されている
（Hochfrequenztechnik und Elektroakustik，
Jahrbuch der drahtrosen Telegraphie und
Telephonie、47巻、５号、1936年５月、141頁参
照）。このHAPUG変調として知られている方法
は、変調信号のレベルに依存して搬送波値の線形
制御を行なうものであり、搬送波値を、変調レベ
ル零の場合の搬送波残留値から、最大変調レベル
における最大値に増加する制御を行なうものであ
る。この場合、搬送波残留値は、受信装置で復調
された無線信号の品質に対する湾曲した整流器特
性曲線の影響を制限すね作用をなす。

上記のHAPUG方式から出発してさらに、搬送
波残留値を同じにして搬送波制御の特性曲線を、
少なくとも、最も頻繁に出合う変調レベルの領域
でHAPUG特性曲線よりも下方に位置するように
することによつてエネルギ節減を大きくすること
が提案されている（西独特許公報第3037902号参
照）。この方式では、極端な場合には、小さい変
調レベルに対し搬送波値が一定で且つ搬送波残留
値に等しい状態に留まり、所定のレベル値を越え
て始めて、100％の変調度をもたらす直線に沿い
増加方向に制御する。過変調の危険を低減するた
めに、付加的に急峻な特性曲線部分を小さいレベ
ル値に対し平行に遷移もしくはシフトすることが
できる。

上記の２つの公知の搬送波制御方法には１つの
共通点がある。即ち、搬送波残留値の大きさと達
成されるエネルギ節減との間に直接的な関連が存
在する点である。即ち、エネルギ節減は、搬送波
残留値を小さく選べば選ぶほど大きくなる。他
方、搬送波残留値を減少すると、受信側における
妨害電圧間隔が減少し、受信品質は著しく劣化す
る。

発明が解決しようとする問題点放送局もしくは受信局の分布が益々、緻密にな
る放送帯における現在および将来の事情を考慮し
て、西独特許第3037902号明細書に提案されてい
るように、公称振幅の60％（搬送波残留値0.6）
にまで搬送波を減衰するのはあまりにも大きすぎ
る。このように減衰すると、妨害電圧間隔（Ｓ／
Ｎ比）は約4.4dBも劣化する。そしてこのことは
特に、送信領域の縁部領域における休止や低音の
楽章などで顕著な品質劣化を意味する。しかしな
がら搬送波をこの程度大きく減少しなければ、所
望のエネルギ節減は達成されない。

したがつて本発明の課題は、送信装置の最適な
経済性を保証し且つ搬送波制御を行なわない送信
装置に比して雑音電圧間隔（Ｓ／Ｎ比）が極く僅
か、例えば精々約3dB程度しか劣化しない搬送波
制御方式を提案することにある。

問題点の解決のための手段上記の課題は、冒頭に述べた型の送信装置にお
いて、特許請求の範囲第１項の謂ゆる特徴部分に
記載の構成により解決される。

本発明の本質は、最小搬送波値と搬送波残留値
との間における一致を無くし、それにより搬送波
残留値とエネルギ節減との間における直接的な関
連を解除することにある。このようにして、エネ
ルギ節減はさらに低下した最小搬送波値で最適化
され、他方妨害電圧間隔（Ｓ／Ｎ比）は大きくさ
れた搬送波残留値により充分に高いレベルに保持
することができる。

本発明の有利な実施例によれば、静特性曲線で
見て、搬送波値は、搬送波残留値から出発して、
第１のレベル値よりも小さい第２のレベル値まで
変調レベルに比例して低下もしくは減少され、そ
して第２のレベル値と第１のレベル値との間の変
調レベルに対しては一定に且つ最小搬送波値に等
しく保持される。

特に好ましい実施態様においては、搬送波制御
手段は、変調信号を整流するための整流器と、そ
れに後置接続されて変調信号の波高値を測定する
ための波高値もしくはピーク値検出器と、変調振
幅の波高値に基づき且つ静特性曲線にしたがつて
出力に搬送波制御のための制御信号を発生する制
御ブロツクとを備える。

レベルが急激に上昇した場合の過渡歪みならび
にスプリアス放射を減少するために、制御ブロツ
クには、搬送波値を搬送波残留値から最小搬送波
値に降下するための第１の手段と、第１のレベル
値よりも上方の領域の変調レベルに対し搬送波値
を増加方向に制御するための第２の手段を、上記
最小搬送波値を予め設定するための第３の手段と
を設け、そして第１の手段を用いての搬送波値の
減少を変調レベルの増加に対し時間的に遅延して
行なうが有利である。

同じ見地からまた、第２の手段による搬送波値
の増加制御を、変調レベルの立上り時間に依存し
て、静特性曲線に従がわず、変調レベルの立上り
時間が短かければ短かいほど応分に小さい値の変
調レベルで増加方向における制御を開始し、そし
て搬送波残留値からの搬送波値の最も短かい立上
り時間に対しては直接的に増加方向に制御するの
が特に有利である。

このような動的制御によれば、過渡歪みを回避
するために、静特性曲線は無条件的に必要である
場合にのみ用いられ、このようにして過渡相にお
ける歪みを最小にして最適なエネルギ節減が達成
される。

実施例以下添付図面を参照し本発明の実施例ならびに
発展態様に関し詳細に説明する。

第１図には、公知の型の搬送波制御がそれぞれ
の静特性曲線を用いて図解されている。第１図の
上側の部分には、変調レベルＰの関数として搬送
波値Ｔが描かれており、そして下側の部分にはレ
ベル分布もしくは頻度（度数分布）PHが示され
ている。搬送波制御を行なわない場合には、搬送
波値Ｔは一定の最大搬送波値T_naxを有している。
静特性曲線は、縦軸から間隔T_naxを有する破線
で描かれた水平線に対応する。妨害および受信装
置特性を考慮しない理想的な搬送波制御において
は、静特性曲線は原点と搬送波値T_naxおよび
T_naxに対応するレベル値P_naxで与えられる点を
通る。この直線は、換算スケールＴ／T_naxで
Ｐ／P_naxに対し勾配１を有する。

これに対して受信装置の特性（非線形の整流器
特性曲線）が考慮されるHAPUG方式において
は、搬送波値Ｔは点鎖線で示した特性曲線に沿つ
て制御される。この特性曲線はＰ＝０で搬送波値
Ｒから出発して点（P_nax，T_nax）に達する直線
である。理想的な搬送波制御においては、変調度
は常に100％となるが、HAPUG方式においては
変調度はレベル値Ｐの増加で増加して、P_naxで始
めて100％の値に達する。これら２つの特性曲線
間に、HAPUG方式と比較し、送信装置駆動にお
いて搬送波値Ｔの減少によりさらにエネルギ節減
が達成できる領域が存在する。

西独特許第3037902号明細書に開示されている
改良された搬送波制御の静特性曲線SKは、極端
な場合、水平の下側の部分と理想的な搬送波制御
特性曲線に沿つて延びる上側の部分とから合成さ
れる。この静特性曲線SKは第１図に実線で描か
れている。搬送波残留値Ｒは、HAPUG方式にお
けると同様に、送信装置の駆動中に生ずる最小搬
送波値T_nioに等しい。

静特性曲線SKの水平の部分は変調レベルＰ＝
０から第１のレベル値P₁にまで延び、したがつ
て、レベル頻度PH（第１図の下側の部分）が最
大となる領域を包摂する。ここで、レベル頻度曲
線は、或る放送プログラムに対し長い時間に亘つ
て測定された変調レベルの平均分布を表わす。

第２図は一般的な形態で本発明による搬送波制
御を表わす静特性曲線SKを示す第１図に対応の
グラフである。レベル値P₁と点（P_nax，T_nax）
との間の特性曲線部分はこの場合にも、零点を通
る理想的な搬送波制御特性曲線の一部分である。
これと関連して、本発明による制御における第１
のレベル値P₁の実際の大きさは従来公知の値か
ら偏差しており、そして一般には後者よりは小さ
いT_nioに注意を払われ度い。

第１のレベル値P₁を下回ると、静特性曲線SK
はフラツトになり、そしてそれに続き最も高頻度
で現われるレベル値の領域で、関連の最小搬送波
値T_nioを有する最小値を通る。しかしながら従来
方式と異なり、この最小搬送値T_nioはＰ＝０にま
で連続せず、静特性曲線SKはT_nioを通つた後に
負の勾配で、T_nioよりも相当に大きい搬送波残留
値Ｒに向つて増加する。本発明によるこの特性曲
線プロフイールの主たる利点は、量ＲとT_nioとを
分離もしくは切離すこと（関連を解くこと）から
得られる。即ち、このように分離することによ
り、受信側で妨害電圧間隔に大きな影響を及ぼす
搬送波残留値Ｒを、最小搬送波値T_nioに殆んど関
係なく最適化、即ち増加することができ、他方で
は、エネルギ節減に結び付く最小搬送波値T_nioを
公知の方式に対し相応に減少することができると
言う利点が得られる。

第２図の特性曲線プロフイールを第１図の関係
PH（Ｐ）と比較すれば明らかなように、本発明
による静特性曲線SKは近似的に、変調レベルＰ
の度数分布に対し逆比例の関係にあり、搬送波値
Ｔは、通常の放送プログラム中に最も大きい頻度
で現われるレベル値で最小となり、そして達成可
能なエネルギ節減が小さくなる領域でのみ増加す
る。

第１図に一般的な形で示した静特性曲線SKは、
それ自体ならびにその１次導関数で連続している
曲線として表わされている。このような曲線は、
複数の直線的な重畳された特性曲線線分で近似す
ることができる。そしてその場合には、これら特
性曲線線分のそれぞれに、勾配および位置が調節
可能な出力関数を発生することができる１つの適
した関数発生器が必要とされる。しかしながら、
静特性曲線のプロフイールにおける小さな変化
（例えば、１次導関数における不連続点）は、積
分エネルギ節減に対して極く僅かな影響しか有し
ないので、第２図の曲線の近似においては少数の
特性曲線線分に限定し、それにより制御に要する
回路費用を節減するのが有利である。

近似においては、第３図に示すように、３つの
直線形の特性曲線部分ａ，ｂおよびｃを用いるの
が好ましい。そのうち第１の部分(a)は、点（Ｐ＝
０，Ｒ）と、第２のレベル値P₂および最小搬送
波値T_nioで与えられる点（P₂，T_nio）との間にあ
る。第２の特性曲線部分ｂの勾配は零であり、こ
の部分ｂは２つの点（P₂，T_nio）および（P₁，
T_nio）を結ぶ。最後に第３の特性曲線部分ｃは、
通例のように理想的な搬送波特性曲線に沿つてＰ
−Ｔ座標の点（P₁，T_nio）および（P_nax，T_nax）
間に在る。

上記の３つの直線特性曲線部分ａ，ｂおよびｃ
は第３図に示す好ましい実施例において静特性曲
線SKを形成する。第１の特性曲線部分ａの勾配
は第３の特性曲線部分ｃの勾配に従がう大きさに
対応する、即ち、換算スケールで値−１をとるよ
うにするのが特に有利である。この場合には、第
１の特性曲線部分ａの領域においては搬送波値Ｔ
と変調レベルＰの和は一定であり、したがつて小
さいレベル値のこの問題となる領域においてさえ
一定の妨害電圧間隔が得られる。

既に詳述したように、本発明による搬送波制御
によれば、搬送波残留値Ｒおよび最小搬送波値
T_nioは別々に最適化される。この場合、搬送波残
留値Ｒほぼ最大搬送波値T_naxの0.75倍に等しく
し、そして最小搬送波値T_nioを最大搬送波値T_nax
のほぼ0.5倍に等しくなるように選択するのが送
信装置の駆動にとつて特に有利であることが判明
した。

第４図には、本発明による搬送制御装置の一実
施例がブロツクダイヤグラムで示してある。低周
波入力端９には低周波数NFの形態にある変調信
号が供給されて、前置増幅器１を介し整流回路２
に印加される。該整流回路は公知の仕方で全波交
流器として構成することができる。全波整流器２
は、低周波数の交流電圧信号を脈動直流電圧に変
換し、この脈動直流電圧は波高値検出器３の入力
端に供給される。該波高値検出器３は、脈動直流
電圧信号から、時間的変化が元の変調信号の包絡
線に対応する出力信号を発生する。波高値検出器
３内における設定可能な時定数により、変調レベ
ルＰにおける極めて短時間の減少もしくは降下が
補償される。

波高値検出器３の出力信号は、制御ブロツク１
０に供給される。この制御ブロツクは、３つの関
数発生器４，５および６ならびに重畳回路７を備
えている。該関数発生器は、静特性曲線の第３図
に示した特性曲線部分ａ，ｂおよびｃを発生し、
これら特性曲線部分は、重畳回路７において、そ
れらの相対位置および勾配に関し制御ブロツク１
０の出力端８に上記静特性曲線に対応の信号が得
られるように重畳される。出力端８において制御
信号が取出されて、搬送値Ｔは該制御信号に比例
して制御される。制御ブロツク１０の重畳特性
は、したがつて搬送制御のＴ（Ｐ）プロフイール
に直接対応する。

第１の関数発生器４は、線形の非反転増幅器の
重畳機能を有している。即ちその出力として、波
高値検出器３の出力信号に比例する信号を発生す
る。したがつて、該関数発生器は、理想的な搬送
制御特性曲線に対応する特性曲線部分、即ち第３
の特性曲線部分ｃを発生する。

第２の関数発生器５は、線形の反転増幅器の機
能を有しているが、しかしながらその出力信号は
入力信号が消失する場合に正の一定の値だけ遷移
される。この第２の関数発生器５は、静特性曲線
の内第３図に示す第１の特性曲線部分ａに寄与す
る。この場合、出力信号の正方向の一定の遷移が
搬送波残留Ｒに対応する。

第３の関数発生器６は、他に２つの関数発生器
４および５と異なり、波高値検出器３によつて制
御されない。この関数発生器は単に変調信号の包
絡曲線に依存しない一定の設定可能な出力信号を
発生するだけである。該出力信号は、特性曲線部
分ｂに従い最小搬送値T_nioを予め設定するのに用
いられる。

上記３つの関数発生器４，５および６の出力信
号は、重畳回路７で、Ｐ＝０およびＰ＝P₂で、
変調レベルＰに依存して第２の関数発生器５だけ
が、そしてＰ＝P₂とＰ＝P₁との間では第３の関
数発生器６だけが、そしてP₁より上では第１の
関数発生器４だけが搬送値Ｔの制御に寄与するよ
うな仕方で重畳される。このような特性を有する
重畳回路は、例えば変調レベルＰで制御される切
換スイツチにより実現することができる。

振幅変調放送送信装置における新規な搬送波制
御に関する上に述べた実施例は、第２図に示し、
そして第３図の特性曲線部分ａ，ｂおよびｃで表
わされるような静特性曲線に制限されている。本
発明の発展形態に従がえば、変調レベルＰの異な
つた立上り時間および立下り時間を考慮しないこ
のような静的搬送波制御に対し付加的に、動的搬
送波制御を設け、それにより、静特性曲線から出
発して、変調レベルの変化が迅速である場合には
動的特性曲線を用いて搬送波値Ｔを、急峻なレベ
ルの立上りの場合でも過渡歪み、したがつてまた
スプリアス放射が相当に回避されるように増加方
向に制御することが提案される。

この目的で、第１の特性曲線部分ａに従がう減
少方向における制御は、波高値検出器３から出力
される包絡線信号に対して時間的に遅延される。
これは、例えば、第２の関数発生器５に組込んだ
時限素子により行なうことができる。次いで、該
時限素子の時定数よりも相当に小さい時定数でレ
ベル増加を行なうと、関数発生器５はそれに関連
のレベル値領域で最早や応答しなくなる。減少方
向における制御は行なわれない。と言うのは、変
調レベルＰは遅延時間の経過後既に第２のレベル
値P₂を越えておつて他の特性曲線部分の領域内
に在るからである。

重畳回路７の対応の回路構成で、第２の関数発
生器５において、たとえば、第３図に点（０，
Ｒ）を通る水平線として示されている動的特性曲
線部分ｅに対し内部遅延が行なわれる。この目的
で、重畳回路７は、３つの出力信号のうち最大の
出力信号を有する関数発生器の該出力信号が常に
出力端８に現われるように構成しなければならな
い。

変調レベルＰが、Ｐ＝０から非常に迅速に第３
のレベル値P₃にまで増加すると、関数発生器５
における内部時間遅延で、搬送波残留値Ｒに対応
し且つレベル領域零ないしP₃において総ての出
力信号のうち最大の値を有する出力信号が出力端
８に発生する。さらに変調レベルをP₃を越えて
増加すると、この出力信号は、特性曲線部分ｃに
従がつて搬送波を増加方向に制御する第１の関数
発生器４のより大きな出力信号により取つて替わ
られる。この動的制御において、第３の関数発生
器６の出力信号は総ての変調レベルに対し、他の
出力信号よりも小さく、したがつて重畳回路７で
は考慮されない。搬送波値Ｔはこの場合動特性曲
線部分ｅに沿い、そして続いてさらに静特性曲線
の第３の特性曲線部分ｃに沿い増加方向に制御さ
れる。

変調レベルＰの急峻な立上りがＰ＝０からでは
なく、Ｐ＝０とP₂との間に位置するレベル値か
ら行なわれると、特性曲線部分ｅに対して平行で
それよりも低い位置の曲線部分が生じ、その結
果、この型の動的制御においては、出発レベルお
よび立上りの急峻度に依存し、特性曲線部分ａ，
ｂ，ｃおよびｅの間の第３図に２倍の数の斜線を
引いて示した全領域が搬送波制御に利用可能にな
る。静特性曲線部分ａ，ｂおよびｃに対応する搬
送波値Ｔの領域の部分的重なりで過渡歪みは顕著
に減少する。そうでない場合には、このような過
渡歪みは、急峻なレベルの立上りならびに静特性
曲線に沿つての搬送波制御において発生し得るも
のである。

本発明のさらに他の発展形態によれば、変調レ
ベルＰの短かい立上り時間において、搬送波値Ｔ
をP₁とP_naxとの間のレベル値ではなく、既に小さ
い方の変調レベルで増加方向に制御することによ
り過渡歪みをさらに減少することができる。極端
な例として、最も短かい立上り時間で、搬送波値
Ｔは第３図の動特性曲線部分ｄおよびｆに沿つて
高められる。このようにして、動的制御において
は、２倍数の斜線で第３図に示した特性曲線領域
に加え少ない数の斜線を引いて示した特性曲線領
域を利用することが可能となる。緩慢なレベル変
化および非常に迅速なレベル変化の２つの限界例
は、特性曲線部ａ，ｂおよびｃを有する静特性曲
線ならびに動特性曲線部分ｄおよびｆにより特徴
的に表わされる。

制御ブロツク１０の好ましい実施例が第５図に
示してある。前置増幅器１および整流器２は、周
知の仕方で当業者により容易に実現できるので、
第５図には単に機能ブロツクとして示すのに留め
た。第４図の波高値検出器３は、相応の前置抵抗
Ｒ１およびＲ３を備えた差動増幅器Ａ１から構成
されておつて、電圧ホロワとして、ダイオードＤ
１およびＤ２、抵抗Ｒ４およびＲ５ならびにトラ
ンジスタＴ３を介して、コンデンサＣ１を整流器
２からの脈動直流電圧の波高値電圧もしくはピー
ク値電圧に充電する。波高値蓄積要素として動作
するコンデンサＣ１は、トランジスタＴ１および
Ｔ２を備えた公知の電流ミラー回路を介し、可変
抵抗VR４により前置抵抗Ｒ２を介し予め定める
ことができる時定数で放電する。

コンデンサＣ１に蓄積もしくは記憶されていた
波高値もしくは包絡線信号は、トランジスタＴ３
のエミツタから取出されて、第１の差動増幅器Ａ
２の非反転入力端に印加される。該差動増幅器Ａ
２はダイオードＤ５およびＤ６ならびに抵抗Ｒ１
２を介して帰還結合されている。第１の差動増幅
器Ａ２は、第４図に示した第１の関数発生器４の
機能を司り、静特性曲線部分ｃを発生するための
非反転増幅器として動作する。

第１の差動増幅器Ａ２の出力信号は抵抗Ｒ１３
を介して第２の差動増幅器Ａ３の反転入力に印加
される。この差動増幅器Ａ３は反転増幅器として
接続されておつて、第２の関数発生器５の機能を
司り、上記第１の差動増幅器Ａ２により発生され
る特性曲線部分をＸ軸上に鏡映する。この鏡映さ
れた特性曲線の一定の量の必要な遷移もしくはシ
フトは、上記第２の差動増幅器Ａ３の非反転入力
端に一定のバイアス電圧を印加することにより達
成される。なお、このバイアス電圧は、分圧器
VR３により抵抗Ｒ１１およびＲ１４を介して調
整することができる。

第３の関数発生器６の機能は、電圧ホロワ回路
として実現されている第３の差動増幅器Ａ４によ
つて実現される。該差動増幅器Ａ４の入力電圧
は、分圧器VR２により抵抗Ｒ１８を介して予め
設定される。

３つの関数発生器４，５および６もしくは３つ
の差動増幅器Ａ２，Ａ３およびＡ４の出力信号を
重畳するための重畳回路７は、３つのダイオード
Ｄ４，Ｄ８およびＤ９を備えている。これら３つ
のダイオードは、上記差動増幅器の出力から共通
の加算点に接続されており、ベースを介してトラ
ンジスタＴ４を制御する。このトランジスタＴ４
は搬送波制御のために出力端８に得られる制御信
号を発生する。

差動増幅器Ａ２，Ａ３およびＡ４は、ダイオー
ドＤ４，Ｄ８およびＤ９と協働して、静特性曲線
を直線形の特性曲線部分ａ，ｂおよびｃから合成
するための所望の関数発生回路を構成する。第３
図の斜線を引いた領域における動的制御は、下に
述べるような特殊な仕方で差動増幅器Ａ２および
Ａ３と接続されている２つのコンデンサＣ２およ
びＣ３によつて達成される。

コンデンサＣ２は、差動増幅器Ａ２の出力端を
加算点に接続するダイオードＤ４に並列に設けら
れている。このコンデンサＣ２が存在しない場合
には、Ａ２からの出力信号は、それが、２つの他
の差動増幅器Ａ３およびＡ４の出力信号より大き
い場合に、単に電源として接続されたトランジス
タＴ５に供給されるだけであるが、コンデンサＣ
２を設けることにより、変調レベルＰの急峻な立
上りで阻止ダイオードＤ４が程度の差こそあれ短
絡され、その結果、この場合には搬送値Ｔの増加
制御は既に第１のレベル値P₁より低い領域で開
始する。

コンデンサＣ３は、第２の差動増幅器Ａ３の帰
還結合路に設けられており、変調レベルＰに対し
上記増加制御を時間的に遅延する働きをなす。第
５図に示した回路の試験的に実現した回路におい
て、コンデンサＣ２として、約２ミリ秒の特性立
上り時間に対応する0.22μFの容量を有するコンデ
ンサを用いた。また、コンデンサＣ３としては、
100KΩの抵抗Ｒ１３と組合せて47nFの容量値を
有するコンデンサが特に有利であることが判つ
た。波高値検出器３内で、トランジスタＴ３のコ
レクタ抵抗Ｒ１０を100Ωとし1μFのコンデンサＣ
１で良好な結果が達成された。トランジスタＴ１
ないしＴ４としては、BCY79型のpnpトランジス
タを用いた。

第５図の回路においては、行過ぎ制御を制限す
るために、本質的に別の差動増幅器Ａ５からなる
制限器が付加的に設けられている。差動増幅器Ａ
５は、その非反転入力端に、抵抗Ｒ１７を介して
分圧器VR１からタツプされる調整可能な基準電
圧を受ける。他方、反転入力端は、抵抗Ｒ２０，
Ｒ１９およびＲ１５ならびにダイオードＤ７およ
びＤ１２を介して第２および第３の差動増幅器Ａ
２およびＡ４の出力端に接続されている。ダイオ
ードＤ１０を介して帰還結合されているＡ５の出
力端は、抵抗Ｒ９および別のダイオードＤ３を介
して波高値検出器３の差動増幅器Ａ１の非反転入
力端に印加される。

トランジスタＴ４のコレクタ線路には、送信段
からの高周波妨害に対して回路を保護するため
に、約33μHのインダクタンスＬ１と約10nFの容
量を有するコンデンサＣ４からなる高周波阻止回
路が設けられている。この高周波阻止回路は、回
路の機能信頼性が出力端８におけるインピーダン
スに依存しないようにするために、ツエナーダイ
オードＤ１１により付加的に橋絡されている。最
後に、電源電圧Ｕを供給する導体にも、制御精度
を高めるために、例えばLM317型の電圧安定化
回路を挿入することができよう。

発明の効果従来技術において特に送信領域の縁部における
休止とか音楽低音部などで搬送波減衰によるひど
い品質の低下を来たさなければ行なえないエネル
ギ節減を、Ｓ／Ｎ比のごくわずかな劣化だけで送
信装置の最適経済性を可能にし、エネルギ節減が
さらに低下した搬送波値で最適に行なわれるよう
になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来技術による搬送波制御を図解す
る図、第２図は、本発明による搬送波制御を一般
的な形態の静特性曲線で図解する図、第３図は本
発明による静特性曲線の好ましい形態ならびに動
制御領域を示す図、第４図は、制御ブロツクを備
えた本発明による搬送波制御の一実施例を示すブ
ロツクダイヤグラム、そして第５図は、第４図に
示した制御ブロツクの好ましい回路構成を示す回
路図である。１……前置増幅器、２……全波整流器、３……
波高値検出器、４，５，６……関数発生器、７…
…重畳回路、８……出力端、９……低周波入力
端、１０……制御ブロツク、Ｒ……抵抗、Ｄ……
ダイオード、Ｔ……トランジスタ、Ｃ……コンデ
ンサ、VR……分圧器、Ａ……差動増幅器。

Claims

【特許請求の範囲】１搬送波値（Ｔ）を変調レベル（Ｐ）で制御
し、該制御において、前記搬送波値（Ｔ）の静特
性曲線（SK）を、最大搬送波値（T_nax）と零よ
り大きい最小搬送波値（T_nio）との間で前記変調
レベル（Ｐ）に依存して変化させ、第１のレベル
値（P₁）より上では前記搬送波値（Ｔ）を静特
性曲線（SK）に基づいて前記変調レベル（Ｐ）
に比例して増加方向へ制御し、さらに前記搬送波
値の制御の際、最も高い頻度で現れる、前記変調
レベル（Ｐ）の値の領域では前記最小の搬送波値
（T_nio）をとるようにした搬送波制御振幅変調送
信装置において、前記変調レベル（Ｐ）の消失時
に、前記静特性曲線（SK）の上の前記最小搬送
波値（T_nio）より大きい搬送波残留値（Ｒ）が残
り、さらに前記静特性曲線（SK）上で搬送波値
（Ｔ）を、前記搬送波残留値（Ｒ）から出発して
前記変調レベル（Ｐ）の増加と共に最初に前記最
小搬送波値（T_nio）へ減少することを特徴とす
る、振幅変調送信装置。２搬送波値（Ｔ）を、搬送波残留値（Ｒ）から
出発して、第１のレベル値（P₁）よりも小さい
第２のレベル値（P₂）まで変調レベル（Ｐ）に
比例して減少し、そして第２のレベル値（P₂）
と第１のレベル値（P₁）との間の変調レベル
（Ｐ）に対しては前記搬送波値（Ｔ）を一定に且
つ最小搬送波値（T_nio）に等しくする、特許請求
の範囲第１項記載の振幅変調送信装置。３静特性曲線（SK）の勾配が、第２のレベル
値（P₂）の下方および第１のレベル値（P₁）の
上方で等しい大きさである、特許請求の範囲第２
項記載の振幅変調送信装置。４搬送波残留値（Ｒ）が最大搬送波値（T_nax）
のほぼ0.75倍に等しく、そして最小搬送波値
（T_nio）が前記最大搬送波値（T_nax）のほぼ0.5倍
に等しい、特許請求の範囲第１項から第３項まで
のいずれか１項記載の振幅変調送信装置。５搬送波制御装置が、変調信号を整流するため
の整流器２と、変調信号の波高値を測定するため
の、前記整流器２に後置接続された波高値検出器
３と、該波高値検出器３に後置接続された制御装
置１０とを含み、該制御装置は、前記波高値に依
存して静特性曲線（SK）に基づいて出力端８に
搬送波を制御するための制御信号を送出する、特
許請求の範囲第１項から第４項までのいずれか１
項記載の振幅変調送信装置。６制御ブロツク１０内に、搬送波値（Ｔ）を搬
送波残留値（Ｒ）から最小搬送波値（T_nio）に減
少するための第１の手段と、第１のレベル値
（P₁）より高い変調レベル（Ｐ）に対して前記搬
送波値（Ｔ）を増加方向に制御するための第２の
手段と、前記最小搬送波値（T_nio）を予め設定す
るための第３の手段とが設けられ、そして前記第
１の手段による搬送波値（Ｔ）の減少を、変調レ
ベル（Ｐ）の立上りに対し時間的に遅延して行な
う、特許請求の範囲第５項記載の振幅変調送信装
置。７第２の手段による搬送波値（Ｔ）の増加方向
制御を、変調レベル（Ｐ）の立上り時間に依存し
て、静特性曲線（SK）から偏差して、前記立上
り時間が短ければ短いほど前記変調レベル（Ｐ）
の相応に小さい値で前記増加方向の制御を開始
し、そして最も短い立上り時間では、搬送波値
（Ｔ）を搬送波残留値（Ｒ）から直接増加方向に
制御する、特許請求の範囲第６項記載の振幅変調
送信装置。８制御ブロツク１０が、複数の差動増幅器Ａ
２，……，Ａ４を備えた関数回路網を有し、該差
動増幅器のうち、第１の差動増幅器Ａ２は非反転
接続で増加方向制御に用いられ、それに続き反転
接続で設けられた第２の差動増幅器Ａ３は減少方
向における制御に用いられ、そして第３の差動増
幅器Ａ４は最小搬送波値（T_nio）を予め設定する
ための電圧ホロワとして用いられ、そして前記差
動増幅器Ａ２，……，Ａ４の出力信号を、差動増
幅器Ａ２，……，Ａ４に後置接続された合成回路
７において、静特性曲線（SK）を形成するため
に合成する、特許請求の範囲第５項記載の振幅変
調送信装置。９合成回路７が複数のダイオードＤ４，Ｄ８，
Ｄ９を備え、該ダイオードＤ４，Ｄ８，Ｄ９は１
つの共通の加算点から出発して個別に差動増幅器
Ａ２，……，Ａ４の出力側に接続されて、第１の
差動増幅器Ａ２に対して設けられるダイオードＤ
４は第１のコンデンサＣ２により交流電圧に関し
橋絡され、そして第２の差動増幅器Ａ３の出力端
を第２のコンデンサＣ３を介して反転入力側に帰
還結合した、特許請求の範囲第８項記載の振幅変
調送信装置。１０第１のコンデンサＣ２が約0.2μFの容量を
有し、第２のコンデンサＣ３が約50nFの容量を
有する、特許請求の範囲第９項記載の振幅変調送
信装置。