JPS58501401A - 電話ライン回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ゛電話ライン回路 技術分野 本発明は電話用ライン回路、特に浮動電池電源を含む回路に関する。

発明の背景 電話システムにおいては、ライン回路は加入者セットに接続された通信線と交換 ネットワークの間のインタフェースとして用いられる。伝統的には、ライン回路 は加入者セットを付勢する′電池電源を含んでいる。電池電源な地気に関して浮 かせることができれは、近接した電力線によって加入者ループに誘起される同相 電流の影響を最小化することができることがわかっている。周昶のライン回路で は加入者セットを電池から分離するのに変圧器を使用して浮動電池電源を実現し ている。このような回路では、加入者セットと交換ネットワークの間に音声の結 合を実現するために典型的には第２の変圧器が１史用される。これらの変圧器は これが使用されるライン回路の全コストとスペースの要求の大きな部分を占める ので。

加入者セットに付勢電流を与える目的と、交換ネットワークと加入者セットの音 声結合を与える目的の両方のために単一の変圧器を用いるライン回路を構成でき れば。

これに対応する２変圧器の回路に比べて明らかに利点があることになる。

周知のライン回路に従えば、加入者ループの長さや直流抵抗に本質的に依存しな い電圧を回路の出力端子に供給することによって加入者セットを動作する。音声 信号は同一の変圧器を用いて交換ネットワークと加入者セットの間を通過する。

単一の変圧器を利用することによる本質的な利点は達成されるが、定電圧源によ る電源は短い低抵抗のループの場合、加入者セットを動作するのに必要な電流を はるかに上まわる電流を生じ、従ってエネルギー効率は良くない。第２の既知の 単一変圧回路はループ長とは独立した本質的に一定の電流を加入者セットに与え る。しかし２通常の加入者セットはバリスタを持っており、これは短い低抵抗ル ープに接続されたセットから送　される音声信号の振幅を制限するように有利に 動作する。もしこのような従来の加入者セットに対して一定の電流が供給されれ ば、このような望ましいループに依存したバリスタの動作はもはや可能ではなく なる。

ループ長に無関係に本質的に一定の大きさの電力を供給する電池電源は定電圧回 路よりもエネルギー効率が良く、短いループの場合に音声信号の振幅を制限する ためにバリスタを使用することができることがわかった。

しかし定電力回路の動的出力インピーダンスは、加入者ループの直流抵抗と共に 典型的には変動し、これによって回路はＰＢＸその他のループを終端する電子回 路と互換性のないものになってしまう。

発明の要約 本発明によると、電池供給と音声結合の機能の両方を実現し、予め定められたル ープ独立の動的出力インピーダンスを有する単一の変圧器を利用した浮動、定電 力。

電池供給回路が実現される。回路は本質的に一定の大きさの直流電力がその直流 抵抗に関係なく負荷に供給されるように直流電圧を負荷に供給し、また交流電圧 を負荷に与える。電源はまた負荷に与えられた電圧を表わす戻り信号を発生する ために負荷に結合されたフィードバック回路と戻り信号を直流成分と交流成分に 分離するためのフィルタ回路とを含んでいる。割算回路は戻り信号の交流成分を 戻り信号の直流成分で割った商に直接比例したフィードバック信号を発生し、制 御回路はこのフィードバック信号に応動して負荷に供給される交流電圧の大きさ を制御する。

図面の簡単な説明 本発明のより完全なる理解は以下添付の図面を参照した説明を検討することによ って得られるものである。

第１図は第５図に示すように本発明に従うライン回路に組合せられるスイッチン グモードのフライバック電力変換器の回路図； 第２図および第３図は第１図に示した電力変換器に関連する種々の電流・電圧波 形の図： 第４図は第１図に示した電力変換器の電圧−電流特性の図： 第５図は本発明の一実施例たるライン回路の回路図：第６図、第７図、第８図お よび第１０図は第５図に示したライン回路に含まれた回路の特定の実現例の図； 第９図は第５図に示された負荷の交流等化回路：第１１図は第５図に示したライ ン回路の一部の回路図；第１２図は第１１図の回路の他の実施例である。

詳細な説明 第１図はライン回路におけるスイッチングモードのフライバック電力変換器の回 路図である。変換器は電力駆動回路１０，１次巻線３１と２次巻線３２とを有す る変圧器３０，１対のダイオード４１．４２および低域フィルタ４３を含んでい る。変換器は４８ボルトの電池からエネルギーを受け、電池は正の端子が接地さ れ、負の端子は−ｖｂａｔ　となっており、これから１対の端子ＴおよびＲを経 由して負荷４４に浮動出力電圧を供給するようになっている。

電力駆動回路１０は２５６キロヘルツの１２％％のデユティサイクルのクロック サイクルを使って動作し、このクロックはＣＬＣと名付けられた端子に受信され るようになっている。各々の受信されたクロックパルスはフリップフロップ１１ をセットし、これによって１次巻線３１に電圧を与えるように動作する電解効果 トランジスタ１２をオンとする。１次巻線３１に関する２次巻線３２の極性はダ イオード４１および４２が逆バイアスされ、２次巻線３２を電流が流れないよう になっている。

電流の直線的５ζ増大するランプが１次巻線３１（第２図）を流れはじめる。こ のランプの勾配は９巻線６１のインダクタンス乙に依存するが、ダイオード４１ および４２の逆バイアスのために負荷４４とは独立になる。電流が１次巻線３１ を流れるときに、モニタ信号と呼ばれる比例した電圧が直列接続された抵抗の両 端に発生し、その電圧は導体１４を経由して電圧比較器１５の第１の入力端子に 与えられる。比較器１５の第２の入力端子は電圧加算器１８からの出力信号を受 信する。電圧加算器１８は音声を表わす導体１７上の交流制御信号電圧■ｓ　と 規準電圧源１６によって発生される直流電圧を加算する。

１次巻線ろ１の電流が増大して、導体１４の電圧が電圧加算器１８の出力信号に 等しい点に達したときに、比較器１５はパルスを発生し、これがフリップフロッ プ１１をリセットして、これによってトランジスタ１２をオフにする。この方法 によって、交流電圧ｖｓ　は１次巻線３１で得られる最大の電流とこれに対応す る蓄積エネルギーの大きさを制御する。第３図は多数の２５６キロへルック〕ク ロックサイクルにわたって１次巻１ｉ３１を流れる゛電流を示す図である。第６ 図で点線で示された電流の尖頭値の包絡線は規準電源１６２と交流電圧ｌｓ　に 直接比例する交流の音声電流成分に１Ｖｓ　Ｋよって決定される直流すなわち平 均電流値■、の和として表わすことができる。

トランジスタ１２がオフになったときに、１次巻線３１には電流は流れず、２次 巻線３２の両端の極性は反転してダイオード４１および４２は順バイアスとなる 。ダイオード４１と４２が順バイアスされたときに、電流の直線的に減少するラ ンプが２次巻線３２（第２図）を流４Ｌる。この電流は低域フィルタ４６を経由 して低域フィルタ４３のパラメータは直流と音声は通過し、高周波、特に２５６ キロヘルツとその高周波は除去されるようになっても・る。従って端子Ｔおよび Ｒの両端の電圧は２５６キロヘルツのクロックサイクルの各々の開本質的に一定 である。部品の不完全による損失を除いて、変圧器ろ０に蓄積されているすべて のエネルギーはクロックサイクルのこの部分の間にフィルタ４６と負荷４４に与 えられる。２次巻線３２の、電流は０に減少し９巻線３１あるいは巻線３２には 次の′７０ツクパルスの受信まで飛流が流れることはない。

もし交流電圧Ｖｓ　がＯであれば、負荷４４の直流抵抗とは無関係に４８ボルト の電流から変圧器６０へまた変圧器ろ０かも負荷４４に、エネルギーは一定の割 合で転送される。従って、負荷４４にはその直流抵抗とは無闇ｌ系に一定の大き さの直流電力が与えられる。換言すれは。

出力電圧の直流成分■ＬＤは一定の電力が保たれるように負荷４４の直流抵抗に 正確に比例して変化する。交流電圧ｖ３　が口でなければ、出力電圧は交流成分 ■１．Ａも含み。

負荷４４に交流成分ｌＬ　を生ずる。−り１Ｖｓ〈＜リ　という仮定が成立すれ ば、ゾＬ７Ｘ　＋　’□、　ＶＳの関係として次の式％式％ ここでＴは２５６キロヘルツのクロック周期であり、ηは電力変換効率を示して いる。

１次巻線６１の両端の底圧の波形図は第２図に示されている。２次巻線３２の電 流が０に減少したあとに、リンキングが生じていることに注意していただきた℃ ・。このリンギングは変圧器３０の分布容量に蓄積されたエネルギーに起因して いる。雑音を最小化し回路に望ましい定電力特性を保つために後述する手段が用 いられる。

端子ＴおよびＲにおける定電力電池供給回路の動的出力インピーダンスＺ９　は 負荷４４の直流抵抗と共に変化する。この変化は第４図を参照してより完全に理 解することができる。定電力回路の電圧−電流関係はＶＩ＝一定の双曲線で表わ される。線Ｌ１とＬ２は二つの異る負荷ｐ＋、ｐ２によって定められる電圧−電 流関係を示し、これらの負荷に接続されたときの定電力回路の動作点を表わして いる。第４図で表わされる電源の動的出力インピーダンス、よある点における電 圧の増分を電流の増分で割った値（Ｔ）である。ある点におけるＶ−Ｉ曲線の接 線がこの変化すなわち動的インピーダンスを表わす。定電流回路の動的出力イン ピーダンスは回路が点Ｐ１　で動作しているときには接、ａ２１で表わされ５回 路が点Ｐ２で動作しているときには接線Ｔ２　で表わされる。後述する電話ライ ン回路で音声信号を通すために定電力電池供給を行なうためには、動的出力イン ピーダンスは種々の電ｆ回路との互換性を保証するために２本質的に負荷インピ ーダンスである予め定められたインピーダンスに調整しなげればならない。この 例で示すライン回路では、この予め定められたインピーダンスは９００ホームの 抵抗のインピーダンスを２．１６マイクロフアラツドのコンデンサと直列に接続 したものとなる。

第５図は上述したフライバック電力変換器を用いた電話ライン回路の図である。

変圧器ろ０の第６の巻線６３の両端に生じた信号を変更して、この変更された信 号を電力駆動回路１ｏの入力に与えることによって動的出力インピーダンスの調 整が行なわれる。第１のフィードバック電圧Ｖ、１は出力インピーダンスを負荷 とは独立にするために必要な調整を行なうために発生される。これはライン供給 回路が見かけ上無限の出力インピーダンスを持つようにすることによって実限さ れるが、これは第４図で出力インピーダンスを表わす接線を垂直になるまで時計 方間に回転することによって実現される。必要な回転の大きさは負荷４４の直流 抵抗に依存しており、従って出力電圧■ＬＤの直流成分に依存している。従って 、■、。

はＶＬＤに適切に依存する。第２のフィードバック電圧”ｆ２はその回路で指定 された所定の出力インピーダンスを実現するために使用される。

巻線３３は２次巻線３２に磁気的に結合している。フィードバック電圧ｖｆ、と ”ｆ２が２次巻線６２の両端の電圧でなく負荷４４の両端の出力電圧によって決 まるようにするために、ダイオード４１および４２の効果は補償しておかなけれ ばならない。従って９巻線ろろの両端の電圧は第６図に詳１′ｉ＋ｌＢに示した 補償回路２０に送られる。

回路２０はトランジスタ２２を持っており、そのエミッタは抵抗２１を経由して 巻線３３に接続され、そのコレクタは抵抗２６を経由して（−５ボルトの電源に 接続され。

そのベースは接地されて℃・る。巻線６２の両端の電圧は負荷４４の両端の出力 電圧より、ふたつのダイオードの電圧降下−すなわちダイオード４１と４２の電 圧降下の分だけ高くなっている。さらに１巻線３３の両端の電圧は抵抗２１の両 端の電圧より、ダイオード１個の電圧降下−すなわちトランジスタ２２のベース エミッタ電圧だけ高（なって（・る。抵抗２１の両端の電圧・°・まトランジス タ２２のエミッタおよびコレクタの電流を決定し。

巻線ろ３と巻線６２の巻数の比は１対２であるから、トランジスタ２２のコレク タ電流とそのコレクタ電圧は負荷４４の両端り出力電圧に依存するが、ダイオー ド４１および４２の電圧ＩＱ下とは独立であることがゎがる。

導体２４上に生ずるトランジスタ２２のコレクタ電圧は反転さ几て尖頭値検出器 ５ｏで検出される。尖頭値検出器５０は負荷４４の両端の′底圧に直接比例する 戻り信号心土に２ＣｊＬＤ＋ＶＬ１．、、）を発生する。この戻り信号の直流成 分に２ＶＬＤは尖頭値検出器５ｏがらの出方信号を、約２５ヘルツを越える周波 数を除去するように設計された低域フィルタ５４を通すことによって得られる。

さらに。

尖頭値検出器５０の出力は高域フィルタ５２に与えられ。

これは約２５ヘルツ以下の周波数を除去し、戻り信号の交流成分に２■ＬＡを得 る。アナログ割算器５６は高域フィルタ５２かもの出力信号を低域フィルタ５４ からの出力信号で割算することによって第１のフィードバック電圧■ｆｌを発生 する。この結果 を得る。ここでに５は割算器５６に関連した比例定数を表わす。

第２のフィードバック電圧■ｆ２は高域フィルタ５２からの出力信号を固定利得 に４　を持つ増幅器５Ｂに通し。

次に増幅器５Ｂの出力信号を電圧伝達！関数Ｈ１を持つネットワーク８０を通す ことによって発生される。Ｈｌ　はネットワーク８０の出力電圧とその入力電圧 の間の周波数に依存した１関数である。Ｈｌ　の特定の形式は後述するように実 現されるべき予め定められた動的出力インピーダンスに依存している。ネットワ ーク８０からの出力信号Ｖ、は次の式によって支配される。

”ｆ２−　Ｋ２に４Ｈ１ｖＬＡ　、　（３１交換ネツトワーク１００（第５図） からの出力交流電圧■　はフィードバック“電圧■ｆｌおよびｖｆ２と組合わさ れて電力駆動回路１０に与えられる交流電圧Ｖｓ　を生ずる。まずＶＢとｖｆ２ 　はそれぞれ電圧加算器６２の非反転入力端子と反転入力端子に接読される。後 述する理由で。

アナログ乗算器６８は差信号と呼ばれる電圧加算器６２の出力信号を低域フィル タ５４の出力信号であるに２ＶＬＤで掛算する。乗算器６８の出力信号は次に電 圧加算器７０でフィードバック電圧Ｖ、に加算される。次式はＶＳとＶＢ　ｌ　 ｖｆ１　、ｖｆ２の関係を示している。

ｖｓ−に２に５ｖＬＤ　（”Ｂ　ｖｆ２　）　＋　ＶＨｌ（４１ここでに５　は 乗算器６８に関連した比例定数を表わす。

の交流インピーダンス化は９００オームに等しい。前述したようにフィードバッ ク電圧Ｖ、はＶＬＤに比例的に依存するようになっているので、動的出力インピ ーダンスは負荷とは独立になる。しかしｌ　ｖｆ”　ｖＬＤ＋　に依存するので 、もしアナログ乗算器６８が回路に含まれて（・なければ、Ｇｏｕｔ　もまた” ＬＤに依存することになる。加算器６２からの出力信号なに２■ＬＤ　で乗算す ることによって’　”ＬＤには依存しない利得Ｇｏｕｔ　を有利に実現すること ができる。

第５図のライン回路で、ＶＬＤには無関係に、予め定められた負荷独立の出力イ ンピーダンスと利得Ｇｏｕｔ　を実現する条件を決定するために２次の解析を行 なう。まず。

上記の式（１）、　（２）、　１３）および（４）を組合せて次式を得る。

として式（５）から次のように得られる。

式（６）を見れば、もし １　−２に、　−に５　（７） であれば、ＺＢ　ばＶＬＤには独立となることがわかる。この条件では 従ってＺＢを予め定められｋｚＢの値を実現するためにはネットワーク８０の電 圧伝達関数Ｈ４は次のようになっていなげればならない。

式（６）の分母の最後の項は、もし第２のフィードバック電圧■、２が回路に含 まれていなければ存在しないことに注意していただきたい。そのような条件では １式（７）の条件を適用すれば、出力インピーダンスＺＢ　は無限となる。

第８図に示したネットワーク８０の特定の実現法では。

容量Ｃを持つコンデンサ８１と、抵抗値Ｒを持つ抵抗８２と、利得Ａを持つ増幅 器８６を含んでいる。所望の出力インピーダンスｚＢ　は９００オームの抵抗が ２．１６マイクロフアラツドのコンデンサと直列になったもＱ〕であるから、こ れを実現するには、ネットワーク８０のパラメータは次の条件を満足しなげれば ならない。

ＲＣ＝　（９００ｏｈｍｓ　）　（２，１６ｕｆ）　＝　１．９１１４　ｍ５ｅ ｃ　、ＬＩＯ）（）ｏｕｔの定義としてＺＬを９００オームに等しいとすれば。

式（５）から出の交流利得Ｇｏｕｔ　もめることができる。

ＺＬは９００オームに等しく２式（８）で示すようにｚＢはｖＬＤに依存しない から、　、、＞ｏ’ｕｔ　もまたＶＬＤとは独立である。

交換ネットワーク１００から負荷４４に対して交流信号を送信する他に、第５図 のライン回路はまた負荷４４で発生した交流信号を交換ネットワーク１００に送 信することができる。交流の目的では負荷４Ａは交流電源ｖＡがインピーダンス ＺＬ（第９図）と直列に接続されたものとして表わすことができる。出の交流信 号が存在しないとすれば、端子ＴおよびＲの両端の電圧の交流成分■　は交流信 号ＶＡ　からだけ生ずることになる。巻線Ａ ３′２と６６の磁気的結合と前述しん補償回路２０．尖頭値検出器５０．高域フ ィルタ５２および増幅器５８の動作によって、増幅器５８の出力電圧に２　”４ 　”Ｌ＋えは゛化□に直接比例することになる。出の交流信号ＶＢ　の存在が交 流ネットワーク１００に送られる入すの交流信号■。に影響しな（・ことを保証 するためには、ハイブリッドネットワーク９０が必要である。ネットワーク９０ はネットワーク９０の出力電圧と入力電圧に関して２周波数に独立した電圧伝達 関数＝■２を持っている。出の交流信号■８はハイブリッド・ネットワーク９０ を通過し、ハイブリッド信号と呼ばれるネットワーク９０の出力信号と、増幅器 ５８からの出力信号はそれぞれ電圧加算器６６の反転入力端子と非反転入力端子 に接続される。加算器６６からの出力信号は入りの交流信号■。である。従って 。

仄の式が成立する。

Ｖｃ　３＝に２に４　ＶＬＡ）Ｉ２　ＶＢ　Ｉ３）■（２・まＶＢに起因する増 幅器５８の出力端子の任意の電圧ハイブリッド・ネットワーク９０かもの出力信 号によって相殺されるように選択しておかなければならない。

、（２を決定するために式１１２）で与えられる結果を式１１３１に代入する。

（この」易合、ＺＬ　は９００オームの値に限定されるわけではなく、負荷４４ の交流インピーダンスを表わす。）ＶＡかＯであるとき、入力の交流信号■。は Ｏであるという条件を適用すると２次式を得る。

式（１４）かられかるように、■（２は負荷４４の交流インピ式１ｉ４）かられ かるように、Ｉ２は負荷４４の交流インピーダンスｚＬに依存しなげればならな い。化はこの例のライン回路が加入者セット、ＰＢＸあるいは他の何かの電子回 路のいずれに接続されているかと、接続に使用されているループが装荷されてい るか無装荷であるかによって変わる。加入者セットに無装荷ループが接続されて いる場合には、ｚＬ　は一方の段に８０ロオームの抵抗を持ち他の段に１００オ ームの抵抗と０５マイクロフアラツドのコンデンサが直列に接続されている並列 接続として表わされる。この場合に対応するハイブリッドネットワーク９０の特 定の実現法は第１０図にそれぞれＲ３、Ｒ１およびＲ２の値を持つ６つの抵抗９ １．９２および９６と、それぞれ容量Ｃ１およびＣ２の容量を持つ２つのコンデ ンサ９４および９５と、利得Ａ１　を持つ増幅器９６を含むものとして示されて いる。式（１４］によって要求される伝達間ｅＨ２を実現するためには Ｈａ　＝　８００　ａオーム　（１５）Ｒ１＝　１００　ａオーム　０６） Ｒ２＝９００ａオーム　１１７１ Ｃ１＝−０５７ａ　：ＡＦ　Ｉ８） Ｃ２−２，１６７ａ　ＭＦ　（１９） の条件を満足しなければならない。ここでａは任意の定数である。異る負荷条件 に対応するネットワークの実現法は周知の方法によって誘導できる。もしひとつ のライン回路をいくつかの異るタイプの負荷に関連して異る時点で使用するとす れば、必要なネットワークをこれに従って回路に接読したり、切離したりすれば よい。

第５図のライン回路に含まれた種々の回路に関連する比例定数に１乃至に５は当 業者には周知の方法によって先の解析で得ら゛れた条件を容易に満足するように 調整できる。例えば１乗算器６８を実現するのに用いられた特定のアナログ乗算 器の入力電圧と出力電圧の測定された値の比が所望の定数に５　でなげれば、適 切な比例定数を実現するために適当なスケーリング増幅器を用いればよい。

先に説明したように、変圧器３０についてはその分布容量に蓄積されたエネルギ ーな放散することが望ましく。

これはもし放散できなげれば、１次巻線６１の両端にリンギング電圧を生ずるこ とになる。これを実現するために２巻線３６はトランジスタ２８を含むリングダ ンパ回路２５（第７図）に接続されている。トランジスタ２８のエミッタは接地 され、そのコレクタはダイオード２７と直列接続された抵抗２６を、径由して巻 線６３に接続され、そのベースはタイミング回路２９によって駆動される。各サ イクルの１次巻線ろ１を電流が流れて℃・る部分では巻、腺３３の両端の電圧は 正であり、変圧器３０にエネルギーを蓄、漬できるようにトランジスタ２８はタ イミング回路２９によってオフに保たなければならない。比較器１５（Ｊ１図） がパルスを発生したときに、１次巻線６１を流れる電流は停琲、し、２次巻線３ ２を流れはじめる。タイミング回路２９はトランジスタ２８にベース電圧を与え るが９巻線３３の両端の電圧は負であり、ダイオード２７は逆バイアスされるの で、コレクタ電流は流れない。しかし、２次巻線ろ２の電流が０に減少したとき ２巻線３６の電圧はリンキングの第１サイクルの間に正に振れることになる。従 って、ダイオード２７は順バイアスされ、トランジスタ２８は電流を流し、臨界 制動の値に選択された抵抗２６がリンギングのエネルギーを放散する。タイミン グ回路２９は２５６キロヘルツのクロックと導体１９を経由して比較器１５の出 力を受信し２周知の手段によってトランジスタ２８を制御する信号乞誘導する、 第５図のライン回路は電圧モードの実現として説明した。相補的バイポーラ集積 回路を使用した電流モードの実現もまた可能である。さらに第５図り）点線の左 に示したライン回路の部分は、その回路の部分に必要な周波数応答特性のために 、スイッチドキャパシタ技術を使っても実現できる。その場合には、電圧加算器 ６２および６６の入力は１回路の雑音特性を改善するために、適切な定数Ｃ１乃 主Ｃ４でスケーリングして良い。これらの定数の前述した解析における効果は第 １１図および第１２図に示したこの二つの回路の等画性を検討することによって 理解できる。第１１図は第５図のライン回路の一部の回路図であり、第１２図は スイッチドキャパシタ技哨による実現のための第１１図の回路の他の実施例であ る。

ＦＩＧ、６ ＦＩＧ、　８　ＦＩＧ、　９

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 単一の変圧器（３０）によって直流抵抗負荷（４０〕に結合された電力供給回路 において。 負荷に対して交流および直流成分を持つ電圧を供給するために変圧器（３０）の 第１　（３１）および第２（３２）の巻線を通して負荷（４４）に手段（１（３ ，４ｌ−４６）が結合されており、直流成分は直流抵抗には依存しない本質的に 固定した大きさの直流電力を供給し：負荷に供給された電圧を表わす戻り信号を 発生するために、変圧器の第２の巻線（３２〕と第３の巻線（３３）を経由して フィードバック手段（２０，５０）が負荷に結合されており； フィルタ手段（５２，５４）が戻り信号を直流成分と交流成分に分離し： 交流成分を直流成分で除した商に比例したフィードバック信号を割算回路（５６ ）が発生し。 フィードバック信号に応動して負荷に与えられる交流電圧の大きさを制御する手 段（７０）を含むことを特徴とする電力供給回路。