JPS6045778A - Ｄｃ・ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、第１の直流ε圧を第２の直流電圧に変換する
ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

〔発明の背景〕

従来より、点火コイルの一次巻線の一次電流を断続する
ことによ多高電圧スパーク信号を得ることは、例えば特
開昭５７−１８６０６１号公報等によりよく知られてい
る。しかしこのような点火方式では十分な点火エネルギ
ーを得にくい。

一般に、単一直流電源しか持たない機器においては他の
異なる直流電圧が必要となった時には上記単一直流電源
電圧を用いて他の直流電圧を発生するＤＣ−ＤＣコンバ
ータが使用される。この種のＤＣ−ＤＣコンバータは自
動車の点火装置において点火エネルギーを増加させるた
めにも用いられている。

第１図は自動車の点火装置に組込まれたＤＣ・ＤＣコン
バータの従来例を示す回路図である。同図において、バ
ッテリ１はキースイッチ２を介して点火装置の各部に所
定の直流電圧を供給する。

３は点火回路であって、エンジンの回転に同期した信号
を検出するピックアップコイル３１、図示しない制御回
路および出力段のパワートランジスタ３ｂを有しており
、パワートランジスタ３．のコレクタには点火コイル４
０１次巻線が接続されている。点火コイル４の２次巻線
にはロータ５゜とサイドプラグ５ｂとを備えた配電器５
が接続され、点火コイル４の２次巻線に発生した高電圧
をロータ５．の回転によってサイドプラグ５ｂを介して
各気筒の点火栓６〜９に分配供給し、各点火栓から火花
を発生させるように構成されている。

一方、点火コイル４の２次巻線には制御回路ｌＯ１抵抗
１１〜１４、トランジスタ１５、パワートランジスタ１
６、トランス１７、高圧ダイオード１８、コンデンサ１
９を備えたＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力が印加され
ている。

このような構成において、点火回路３はピンクアンプコ
イル３．でエンジンの回転と同期する第２図（ａ）に示
す交流信号Ｖｐを取出し、内部の図示しない制御回路で
最終段のパワートランジスタ３ｂのオン時間を制御する
。パワートランジスタ３ｂがオンすると点火コイル４の
一次巻線には第３図（ｂ）に示す一次電流Ｉｃが流れ、
パワートランジスタ３ｂがオンからオフに急変すると点
火コイル４に蓄積されたエネルギーにより点火コイル４
の二次側には第３図（Ｃ）に示す負の二次電圧Ｖ２が発
生し、例えば点火栓６の電極間の絶縁を破壊する。点火
栓の電極間の絶縁を破壊するには通常−１０ｋＶ〜−２
０ｋＶの高電圧が必要である。

点火栓６の電極間の絶縁が破壊されると、ＧＮＤ→点火
栓６→配電器５のサイドプラグ５．→ロータ５ｂ→点火
コイル４の二次コイル−コンデンサ３４→ＧＮＤのルー
トで第３図（ｄ）の尖縁で示す二次電流工２が流れる。

この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を使用しないとき
、すなわち点火回路３と点火コイル４のみで点火栓６〜
９に飛火させたときの放′ら持続時間（第３図（Ｃ）　
、　（ｄ）に示すｔｌ）は約１〜２ｍ５ｅＣであり、Ａ
点で放電は終了する。第３図（ｄ）に示す放電電流工２
のピーク値（容量放電を含まない）は約５０ｍＡである
。

しかし点火装置３によって点火栓６〜９の絶縁を破壊し
た後の放電を持続させるのに必要な電圧は−０，５ｋＶ
〜−１ｋＶ程度の中高圧（第３図（Ｃ））となる。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０で発生させた一１ｋ
Ｖ−２ｋＶ　の中高圧を点火栓電極間の絶縁破壊後に、
点火コイル４の二次側に重畳させれば、点火栓電極間の
放電は持続することになる。さらに、適切なタイミング
制御を行ないながら重畳させてやれば、機関の燃費向上
、効率向上につながる。

そこで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の制御回路１０は第
２図（ｅ）に示す点火コイル４の一次電流Ｉｃにより、
点火回路３のパワートランジスタのオフタイミングを検
出し、パワートランジスタのオフよシ第３図（ｆ）に示
す適切な期間ｔ２だけ制御回路１０に内蔵された図示し
ない発振器を動作させる。

この発振器は、例えば出力段がオープンコレクタのコン
パレータで構成されている。そして、キースイッチ２か
ら抵抗１３を介し制御回路１０に入るラインは、制御回
路１０の内部の図示しないツェナーダイオードで一定電
圧にクランプされている。また、抵抗１１を介し流れる
電流は、上記発振器のオープンコレクタのコンパレータ
によシスイツチングされ、抵抗１２を介してトランジス
タ１５のベースに印加される。これにより、トランジス
タ３０のペースには第３図（ｇ）に示す電圧が印加され
る。これにより、トランジスタ１５がオフの時には、抵
抗１４を介してパワートランジスタ１６にベース電流が
流れ、パワートランジスタ１６はオンする。パワートラ
ンジスタ１６がオンすると、トランス１７の一次コイル
には第３図（ｈ）に示す一次電流Ｉｃが流れる。そのと
きのパワートランジスタ１６のコレクタ電圧は第３図（
ｉ）に示すＶ。８ｓａｔ　となる。ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２０はフォワードタイプであり、パワートランジスタ
１６がオンの時にはトランス１７の二次側には、ＧＮＤ
→コンデンサ１９→高圧ダイオード１８→トランス１７
の二次巻線→ＧＮＤのルートで電流が流れ、コンデンサ
１９と高圧ダイオード１８の接続点は約−２ｋＶに充電
される。（第３図（ｊ）のＶｏ　ｌ。

一方、トランジスタ１５がオンすると、抵抗１４を介し
流れる電流はトランジスタ１５に引込まれ、パワートラ
ンジスタ１６はオフする。ノシワートランジスタ１６が
オフすると、トランス１７の一次側には第３図（ｉ）に
示すフライバンク電圧が発生する。このとき、二次側に
おいては高圧ダイオード１８のカソードに正の高圧電圧
（約６　ｋＶ　＋が発生するが、高圧ダイオード１８で
阻止される。

このため、コンデンサ１９の充電電圧には影響を及ぼさ
ない。しかし、パワートランジスタ１６がオンの時にコ
ンデンサ１９に充電された電荷は、ＧＮＤ→点火栓→配
電器５→点火コイル４の二次巻＋ｔｔｌ→コンデンサ１
９→ＧＮＤのルートで流れる二次電流■２が重畳され、
パワートランジスタ１６のオン、オフ画工間で放電し、
コンデンサ１９の端子電圧Ｖｏは第３図（ｊ）に示す波
形となる。

このようにしてＤＣ−ＤＣコンバータ２０を動作させた
場合は、点火栓６〜９の放電電流Ｉ２及び点火コイル４
の二次電圧Ｖ２は、第３図（ｄ）　、　（ｅ）に点線で
示す様に人からＢまで放電を継続する。Ｂ点までの放電
継続時間ｔ２は数ｍ５ｅｃ程度に説定される。

なお、機関の停止時には常時トランジスタ３０がオンす
るようになっており停止時のパワートランジスタ１６の
破壊を防止するロック防止機構を制御回路１０内部に内
蔵している。

ところで、このような構成の従来の］）’Ｃ−ＤＣコン
バータ２０において、内蔵発振器の発振周波数は適切に
固定されているが、出力増加を計ろうとする場合、第３
図に示すパワートランジスタ１６のオン開始点をフライ
ノくツク電圧が下がりきらないＥ点の方向にもってゆけ
ばオン時間が増大し、出力電圧Ｖ。をアンプできる。し
かし、この場合にはパワートランジスタ１６のスイッチ
ング損失も増大し、効率が低下してしまう欠点がある。

また、第３図（ｉ）において、Ｄ点もしくはＤ点のわず
かにＥ点近くにパワートランジスタ１６のオン開始点が
くるように設定すれば効率は最適効率となるが、発振器
やトランスの定数のばらつき（心より、無調整では設定
が困難であるという欠点がある。

さらに、パワートランジスタ１６のオン開始点を、この
トランジスタ１６のオンデユーテイ（二通電時間Ｘ１０
０／周期％）等を調整することによりＤ点もしくはＤ点
のわずかにＥ点寄りに設定したとしても、トランス１７
のコアの発熱等によりて、オン開始点はＥ点側にずれて
しまうため、依然としてトランジスタ１６のスイッチン
グ損失が増大し、効率が低下する欠点がある。このため
の解決策として従来においては、第３図（ｉ）に示す様
に７ラント部分Ｃを設け、コアの発熱によって、オン開
始点がずれても効率の低下を防止する様にしていたがこ
の場合にはトランス１７の一次側注入電力が減少してし
まい、出力の低下を招くという新たな欠点が生じていた
。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、上記従来技術の欠点をす＜シ、無調整
で出方向上を計ると共に、常に最適効率に制御できるＤ
Ｃ−ＤＣコンノ（−夕を提供するにある。

〔発明の概要〕

本発明はトランスの一次電圧を検出し、その検出値に応
じてパワートランジスタのオン時間を市ｕ御するように
したものである。

〔発明の実施例〕

第４図は本発明のＤＣ−ＤＣコンノ（−夕を用い九点火
装置の一実施例を示す回路図であって、第１図と同一部
分は同一記号で表わしている。同図において、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ２０には抵抗２１〜２７、コンパレータ２
８、コンデンサ２９、ダイオード３０、トランジスタ３
１とから成υ、パワートランジスタ１６のオン時間を制
御するオン時間制御回路３２が新たに伺加されている。

このような構成に係る動作を第５図に示す各部の波形図
を参照しながら説明する。

まず、パワートランジスタ１６のベースには第５図（ａ
）に示すような電圧が印加される。これによって、パワ
ートランジスタ１６はオン、オフするが、このスイッチ
ングによって該トランジスタ１６のコレクタには第３図
（ｉ）に示したようなフライバック電圧が発生する。こ
のフライバンク電圧はオン時間制御回路３２の抵抗２３
と２４とによって分圧されて第５図（ｂ）に示すような
電圧Ｙｅｔとなってコンパレータ２８の反転入力端子に
印加される。一方、コンパレータ２８の非反転入力端子
には第５図（ｂ）に一点鎖線で示すようノ（ツテリ電圧
を抵抗２５および２６によって分圧した一定電圧Ｖｒｌ
が印加される。この場合、−電圧Ｌ１は電圧Ｖ６１のフ
ラット部分よりも僅かに高い電圧になるように設定され
ている。

このような電圧Ｖｅｌ　ｈ　Ｌｌが入力されるコンパレ
ータ２８は出力段にオープンコレクタのトランジスタを
有しておシ、その出力端子は抵抗２７を介して制御回路
ｌＯ内の一定電圧にクランプされたツェナーダイオード
のカソードに接続されている。

さらに、抵抗２２、コンデンサ２９およびダイオード３
０とから成る微分回路に接続されている。

従って、ｖｅ□〉ｖｒＪになるとコンパレータ２８の出
力電圧は第５図（Ｃ）に示すようにＬＯＷレベルとなる
が、その後Ｖ、＋＜Ｖ−□になってコンパレータ２８の
出力電圧がＨＩ　Ｇ　Ｉ−Ｉレベルになると、ダイオー
ド３０のカソードには第５図（ｄ）に示すような微分パ
ルスが発生する。この微分パルスは抵抗２１を介してト
ランジスタ３１のペースに印加される。

すると、微分パルスが第５図（ｄ）の一点鎖線で示すト
ランジスタ３１の動作レベルを越えると、この動作レベ
ル以上の期間で該トランジスタ３１がオンし、そのコレ
クタから第５図（Ｃ）に示すようなパルスが出力される
。

このパルスはトランジスタ１５のペースに印加されるが
、トランジスタ３１がオフのときにはトランジスタ１５
のペースには第５図（０に示すようなパルスが印加され
るようになっている。このため、トランジスタ３１から
第５図（ｅ）に示すパルスが発生することにより、トラ
ンジスタ１５のペース印加パルスは第５図（船に示すよ
うに１３時間だけ短くなる。この結果、パワートランジ
スタ１６のコレクタ電圧Ｖ、は第５図（ｈ）に示すよう
なものとなり、第３図で示したＤ点もしくはＤ点のＥ点
寄りでオン動作を開始するようになる。

つまり、パワートランジスタ１６のコレクタ電圧Ｖ、は
、予じめ第３図のフラット部分Ｃが存在するよう設定し
ておく。この設定は無調整で十分であり、パワートラン
ジスタ１６のオン時間を制御するオン時間制御回路３２
も無調整で実現できる。このようにしてＤＣ−ＤＣコン
バータ２ｏはオン時間制御回路３２により自動的に直接
制御によって最適効率に設定される。またパワートラン
ジスタ１６のオン時間が延びるため、出力電圧ｖ。

も向上する。

この場合、第３図のＦ点、Ｄ点におけるパワートランジ
スタ１６のオフ→オンに切替わる時のスイッチング損失
は同じである。また、発振周波数も予じめ適切に設定し
ているため、このトランジスタ１６のオン時間が増加し
たことによるコレクタの損失に伴う効率の低下は、出力
電圧■。の増加による効率の向上で補える。

これにより、効率の低下を伴ならず出力電圧向上を実現
できる。

〔発明の効果〕

以上述べた様に本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の効率を自動的に最適効率に設定できる。

また、直接制御のため制御の安定性が良く信頼性を向上
できる。

さらに、出方向上と効率向上を同時に実現できる。

さらにまた、最適効率に無調整で制御できるため、保守
・調整コストの関係で安価なりＣ−ＤＣコンバータを実
現できるなどの効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来回路の一例を示す図、第２図および第３図
は第１図の回路における各部の波形図、第４図は本発明
の一実施例を示す回路図、第５図は第４図回路における
各部の波形図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するＤＣ−
   ＤＣコンバータにおいて、パワースイッチング素子によ
   って駆動されるトランスの１次電圧を検出し、その検出
   電圧に応じて上記パワースイッチング素子のオン時間を
   調整する制御回路を備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣ
   コンバーク。