JPS6037711B2 - 位相検出器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は多相の正弦波状の交流信号の周波数変化や位相
変化に対して速い応答で追従するデジタル位相信号を得
る位相検出器に関する。

サィリスタ位相制御電力変換装置において、点弧位相の
変動を少なくするため或は早い位相制御を行なうために
デジタル的な位相制御を行う必要が生じてくる。

また電動発電機の出力や自家発電による電源のように周
波数変動が大きい電源に対して位相制御を行なうために
はさらに追従性も良くなければならない。従来、このよ
うなデジタル的な位相検出を行なう場合、フェーズロッ
クループ（以後ＰＬＬと略す）を応用した位相検出器が
使用されている。

第１図に一般にサムリスタ位相制御電力変換器に使用さ
れている三相交流信号のデジタル的な位相検出器の構成
例を示す。電圧一周波数変換器９の出力パルスはカウン
ター川こより分周され、さらに６進カウンター１により
６分周される。この６進カウンタの計数値はデコーダ１
２に入力され、３相の方形波出力，ｆ，ｕ，ｆ，ｖ，ｆ
，ｗとなる。この３相の方形波ｆ，ｕ，ｆ，ｖ， ｆ，
ｗは、入力の三相交流信号ｆｏｕ，ｆｗ， ｆｏｗが波
形整形回路１，２，３により整形された対応する方形波
とそれぞれ位相比較器４，５，６により、位相差に比例
した直流分を持って入力三相交流信号の２倍の周波数の
方形波状信号となる。この３つの位相差信号は加算器７
により加算され、入力三相交流信号の６倍の周波数の方
形波状信号となり、この信号は低域ろ波回路８に入力さ
れて、この６倍の周波数成分が除去された位相差に比例
した直流信号となる。この位相差信号を電圧一周波数変
換器９に入力し、この位相差信号が少なくなるように、
すなわち入力三相交流信号がデコーダ１２の出力の３相
方形波出力に対して進み位相の時は電圧一周波数変換器
の出力周波数が上昇するように制御する。このような位
相差を帰還する制御、すなわちＰＬＬにより、入力三相
交流信号ｆｏｕ， ｆｏｖ，ｆｏＷに対してわずかな位
相差でｆ．ｕ， ｆＭ ｆ，Ｗは追従する。さらに低域
ろ波回路８を工夫して位相差を積分する機能を持たせる
ことによりまったく位相差がなく追従させることもでき
る。このように位相が同期している状態では電圧一周波
数変換器９の出力周波数は、入力三相交流信号ｆｗ，
ｆｗ， ｆｏＷの周波数に対して、２つのカウンタ１０
，１１の分周比の頭の逆数倍となり、２つのカウンタ１
０，１１の計数値８，は分周比の鏡の分解館を持つデジ
タル位相信号となる。このように構成されたデジタル的
な位相検出器は第１に波形整形回路１，２，３の構成が
難しい欠点がある。

入力三相交流信号ｆ側 ｆｏｖ， ｆ帆はノイズ、歪を
含んだ正弦波状の信号であり、これを方形波に整形する
場合ノイズや歪の影響を受け易すく、このため一度入力
三相交流信号をフィル夕に通して波形整形している。こ
のフィル夕のために信号の位相が遅れ、特に周波数の変
化に対してこの位相遅れ量が変化するためＰＬＬが正常
に動作しても位相検出出力に周波数変化に対する位相誤
差を生じていた。このために周波数を検出して補正する
回路等、複雑な回路を追加しなければならない。第２に
位相比較器４，５，６が方形波信号の位相比較を行なっ
ているため、位相角で１８０ｏごとにしか位相比較が行
なわれず、３台の位相比較器を使用しても６０ｏごとに
位相比較が行なわれるごとにしかならず６００以内で生
じた位相変化に対しては検出できない欠点がある。第３
に位相比較器４，５，６の出力を加算した信号は入力三
相正弦波状信号の６倍の周波数成分を持ち、これを除去
するために低域フィル夕８が必要であり、入力三相交流
信号の６倍以上の周波数で変化する位相変化に対しては
追従ができなく、特に入力周波数が低い場合は応答が必
然的に遅くなる欠点がある。本発明は上記の欠点を除去
するためになされたものであって、入力信号のノイズや
歪に対して影響を受けにくく、入力信号の周波数により
応答性が影響されることなく、入力信号の周波数変化、
位相変化に対してすみやかに追従ができるデジタル位相
検出器を得ることを目的とする。

本発明の原理は従来のＰＬＬがサンプリング的な位相比
較（６０ｏごとの位相比較）を行なっていたのに対し入
力信号が多相である事を利用して連続的な位相比較を行
なってＰＬＬを行ない、さらにリードオンリメモリを応
用してデジタルの位相信号を得られるようにしたもので
ある。

入力信号として２相の正弦波信号ｅｏｄｅｏｑがあると
するとそれぞれｅ■， ｅｏｑはｅのニＥ。

ＣＯＳ８０ｅのニＥＯＳｉｎ８０ で表わせる。

また単位振幅の２相の正弦波信号ｅ，ｄとｅ，ｑは同様
にｅ・ｄ＝ＣＯＳＯＩ ｅ・ｑ＝Ｓｉｎ８， で表わせる。

この２組の２相正弦波信号の位相差△０（＝８。

−０，）は三角関数の関係よりＥ。

ｓｉｎ（ａ。−８，）ニＥがｉｎａ。ｃｏｓ０，一Ｅ。
ｃｏｓａがｌｎ８，及び ‐Ｅ２。

＝（Ｅ。ｃｏｓｏ。）十（Ｅ。ｓｉｎ８。）２が成り立
つのでＭ＝Ｓｉｎ−１ｅ等けｅ。

ｄ学ｑ ‐‐‐・‐‐‘１１式ｅ。ｄ＋ｅｏｑで求め
られることがわかる。

従って２組の二相正弦波信号の位相差は｛１）式を演算
することにより従来行なわれていた奪電圧検出等によら
ないで連続的に行なうことができる。

この位相差信号△８が小さくなるように単位振幅の２相
正弦波信号ｅ，ｄとｅ，ｑの位相０，を制御することに
より、入力信号の２相正弦波信号ｅｏｄとｅのに追従し
た単位振幅の２相正弦波信号が得られることになる。第
２図に本発明の原理的な構成を示す。

｛１｝式の原理の演算回路１３に２組の２相正弦波信号
ｅｏｄ’ｅｏｑ’ ｅ・ｄ’ｅ・ｑが入力され、位相差
△８が出力される。この位相差信号△のま制御増幅器１
４に入力される。この制御増幅器は一般に制御増幅器で
使用されているような各種の特性のものを目的に応じて
使用できる。簡単には演算増幅器で構成されるノイズフ
ィルタ機能をもつ比例積分系が良い特性が得られる。こ
の制御増幅器１４の出力により電圧一周波数変換器１５
の出力パルス周波数が制御され、この世力パルスがカウ
ン夕１６に入力されて計数される。たとえば位相差信号
△０が大きな時は制御増幅器１４が電圧一周波数変襖器
１５の出力パルス周波数が上昇するよう動作し、カウン
タ１６の計数値８，は増加し、位相差信号△０（＝ｏｏ
−８，）減少する。このデジタル計数値け，はリードオ
ンリメモリ１７とデジタルーァナログ変換器１８，１９
により礎成された関数回路により、計数値８，に応じた
正弦関数信号ｅ，ｑ、朱弦関数信号ｅ，ｄとなり、演算
回路１３へ帰還されて制御ループが構成される。以上の
ような構成によりカウンタ１６の計数値８，は入力の二
相正弦波信号の位相８ｏに追従することになりデジタル
位相信号として使用することができる。

このデジタル位相信号０，１まカウンタ！６の最大計数
値、リードオンリメモリ１７、デジタルーァナログ変換
器のビット数を変えることにより適当な分解能を得るこ
とができる。第３図に実際に入手できる集積回路の機能
等を考慮して構成した本発明の具体的一実施例を示した
。入力交流信号は一般に良く使用される三相信号ｅｏｕ
，ｅｗ，ｅｏＷとした。

この信号ｅｏｕはそのまま入力二相正弦波信号ｅｗとし
て扱い、ｅｗとｅｏＷは減算器２０により減算され、さ
らに係数器２１はり多嫌職務され、こ唯号を他方の入力
二相正弦波信号ｅ。

ｑとして扱う。このように一般に二相以上の多相交流信
号は二相信号に変換でき、他の相数においても同様な加
減算、係数器により容易に二相信号が得られる。この入
力二相正弦波信号ｅ■， ｅｏｑは乗算機能を持つデジ
タルーァナログ変換器２２，２３，２４，２５、たとえ
ばアナログデバィセズ社のＩＣ，ＡＤ７５３拍等、によ
りリードオンリメモリ２５，３６から出力されるデジタ
ル信号のｅ，ｄ，ｅ，ｑと直接アナログ、デジタル乗算
が行なわれ、さらに加算器２６，減算器２７により加減
算され信号Ｅめｏｓ△ａ，Ｅｏｓｉｎ△８となる。信号
Ｅｏｃｏｓ△のまダイオード２８により正側の信号のみ
とり出され信号Ｅ，ｓｉｎ△ａとともに二乗和平方根回
路２９に入力される。ダイオード２８はこの二乗和平方
狼回路にバー・ブラウン社のに，４３０２を使用する場
合に必要であり、入力信号が正、負すべてについて二乗
和平方線が求められるような回路の場合は不要である。
また振幅Ｅ。を求める方法が原理で説明したように入力
二相正弦波信号の二乗和平方根を求めずに信号Ｂｏｃｏ
ｓ△ひとＥｏｓｉｎ△８から演算しているのもこのＩＣ
，４３０２の性能上このように構成してあるのであり原
理的には全く同一である。信号Ｅｏｓｉｎ△ａをこのよ
うにして求めた振幅Ｅｏで割り算器３０１こより割算し
て信号ｓｉｎ△８を演算する。この信号ｓｉｎ△８は逆
正弦関数回路３１により信号△のこ変換され以後原理的
な構成図（第２図）で説明したのと同様に制御増幅器３
２、電圧一周波数変換器３３、カウンタ３４、リードオ
ンリメモリ３５，３６により帰還ループが構成される。
本発明は以上説明した実施例の他、使用目的に応じて種
々の変形、省略が可能である。

たとえば入力交流信号の振幅がほぼ一定のような場合、
第３図におけるデジタルーアナログ変換器２２，２３、
加算器２６、ダイオード２８、二乗和平方狼回路２９、
割算器３０を省略した構成ができる。また帰還ループの
直線性を良くするため逆正弦関数回路３１を設けている
が一般的な用途では入力交流信号の位相の急げきな変化
はなく、この位相検出器は非常にわずかな位相差で追従
するためｓｍ△８≠△８と見なしてこの逆正弦関数回路
３１を省略することができる。また第３図における制御
増幅器３２の出力以後の電圧−周波数変換器３３とカゥ
ンタ３４の構成を第４図に示したように絶体値回路３７
、電圧一周波数変換回路３８、可逆カウンタ３９で構成
し、制御増幅器３２の出力の極性に応じて可逆カウンタ
が加減算計数を行うようにすることにより、位相が一方
向のみの変化だけでなく両方向、すなわち入力交流信号
の相順が変化したような場合でも追従することができ、
入力交流信号の周波数が非常に低い場合、または周波数
零の場合でも使用が可能である。以上、述べた本発明に
より、従来の位相比較が入力交流信号のある周期ごとに
行なわれていたために入力交流信号の周波数により応答
性能が制約され波形整形回路があるため周波数変化した
場合に検出位相に誤差を生じる欠点が位相の連続比較を
行なうことにより解決され、目的に応じた応答性能を自
由に設計が可能で、琴周波数を含めた周波数範囲の位相
検出が可能でたとえばシンクロ電機のように回転位相（
回転角度）に応じた正弦波状の多相信号を出力する位置
検出器のデジタル化にもそのまま利用できる。また第３
図における露庄一周波数変換器３３の出力は入力交流周
波数がカウン夕３２の最大計数値倍にてし、倍されたパ
ルス信号であり、周波数てし、倍器として、また二乗和
平方線回路２９の出力Ｅｏは入力交流振幅信号として他
の制御等に使用することができる。このように非常に高
性能で、あらゆる位相、周波数、角度、角速度の検出に
幅広く応用が可能な周波数てし、倍機能を持つデジタル
位相検出器が得られ、サィリスタ位相制御電力変換器の
みならず電動機等の速度制御、位相制御の制御等のデジ
タル化に寄与する効果多大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の３相デジタル位相検出器のブロック図、
第２図は本発明によるデジタル位相検出器の原理図、第
３図は本発明による３相デジタル位相検出器の一実施例
を示すブロック図、第４図は可逆の位相検出を行なうた
めの本発明の変形例を示すブロック図である。 １，２，３・・・・・・波形整形回路、４，５，６・・
・・・・位相比較器、７，２０，２６，２７・・…・加
減算器、８・・・・・・低減フィル夕、９，１５，３３
，３８．．．．．．電圧一周波数変換器、１０，１１，
１６，３４，３９……カウンタ、１２……デコーダ、１
３・・・・・・位相差演算回路、１４，３２・・・・・
・制御増幅器、１７，３５，３６……リードオンリメモ
リ、１８，１９，２２，２３，２４，２５……デジタル
ーアナログ変換器、２１・・・・・・係数器、２８・・
・・・・ダイオード、２９・・・・・・二乗和平方線回
路、３０…・・・割算器、３１・・・・・・逆正弦関数
回路、３７・・…・絶体値回路。 第１図 第２図 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 電圧−周波数変換器からの出力パルスをカウンタ回
   路に入力し、その計数値を、９０°位相のずれた正弦波
   データが書き込まれたリードオンリメモリに入力し、９
   ０°位相の異なつた二相の正弦波信号を得て、この二相
   正弦波信号と入力の二相交流信号又は入力の多相交流信
   号を変換した二相交流信号とから演算される入力交流信
   号と前記二相正弦波信号との位相差に応じた信号をもと
   に、この位相差信号が小さくなるように電圧−周波数変
   換器を制御し、カウンタ回路の計数値をデジタル位相検
   出出力、電圧−周波数変換器のパルス信号を入力交流信
   号の周波数てい倍信号として出力できることを特徴とす
   る多相交流の位相検出器。