JPS6035860B2 - 同期モニタ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はシンボル周波数の両側に各１つづっ位置する２
つの側波帯を含むスベクトラムを有するデータ信号を受
信する受信機のシンボル周波数のローカルクロック信号
の同期モニ夕回路に関するものである。

この種形式の回路は同期の検査を行うもので、一般に、
モニタ回路と呼ばれている。

受信機を同期させるには、通常クロック信号装置を用い
、データ信号自体に含まれるクロツク情報を基本として
データ信号から同期クロック信号を導出させるようにし
ているが、受信データ信号の非直線的処理により、シン
ボル周波数の２倍の周波数をもった強い信号成分が得ら
れる。信号再生に必要なクロック信号は分周によりこの
信号成分から導出するようにしなければならず、その結
果としてクロツク信号の位相に不明確さ（アンビギュィ
ティ）を生ずる。従ってモニタ回路は、かかるクロツク
信号の正しい位相を決定するための回路である。米国特
許第３４０３３７７号により公知の２相変調（マンチェ
スターコード）用同期モニタ回路の場合は、受信デ−タ
信号内の転移点からモニタ規準を導出するようにしてい
るが、この規準は伝送路による信号ひずみに対して敏感
であるという難点を有する。本発明の目的は伝送路従属
性の少ない同期モニタ回路を提供しようとするものであ
る。

本発明同期モニタ回路は、各シンボル時間間隔内の第１
および第２瞬時に受信データ信号の振幅をサンプリング
する装置を有しており、前記第１及び第２瞬時はローカ
ルクロツク信号に同期しており、またこれらの両瞬時は
シンボル時間間隔の１／２の時間間隔だけ離れたもので
あり、さらに、積分器と、前記のローカルク。

ツク信号に同期している第１及び第２瞬時にサンプルし
た受信データ信号の振幅をそれぞれ逆の極性で前記積分
器に供給する回路と、前記積分器の出力より前記ローカ
ルクロック信号の同期状態を表示するモニタ信号を導出
する回路とを臭えてなることを特徴とする。本発明同期
モニタ回路は特に、いわゆる“クランクシャフト”コー
ド（第１図参照）により符号化され、かつ、受信機内に
おいて最適の方法で猿波されたデータ信号用として好適
である。

以下図面により本発明を詳細に説明する。

第１図はＴ秒のシンボル時間間隔におけるデータシンボ
ル“１”および“０”に対する信号波形を示す。

図示のデータシンボルは、その波形からそう呼ばれてい
る“クランクシャフト”コード‘こより符号化されたも
ので、前記“クランクシャフト”コードの振幅対周波数
スベクトラムを第２図の曲線ＣＳに示す。また、第２図
の曲線ＢＰは通常の２相変調に対する振幅スベクトラム
を示し、第２図の曲線ＴＨは所謂“トップハット”（頂
冠）コード‘こ対する振幅スベクトラムを示す。前記“
トップハット”コードは米国特許第３８４６５８３号に
記載されている他の形式の２相変調である。“クランク
シャフト”コード、２相変調および“トップハット”コ
ードーこ共適していることは符号化信号または被変調信
号が搬送周波数として１／ＴＨＺのシンボル周波数を有
する両側波帯信号であるということである。以下“クラ
ンクシャフト”コードに関し記述することとし、他のコ
ードへの応用については本発明の終段において触れるこ
とにする。第３図は“クランクシャフト”コード用に適
している受信機を示す。

図示受信機は、受信フィル夕１、サンプリングスイッチ
２および極性検出器３を含む。この場合、受信フィル夕
としてはビット周波数の２倍の遮断周波数２／ＴＨＺを
有する低域フィル夕が適当である。この種のフィル夕の
櫨波特性はＯＨ２なし・し２／ＴＨＺの間で次の‘１’
式により定義されるような正弦的変化を示す。ｊ小￥）
．．．．・・【１’ また、“クランクシャフト”コードのスベクトラムの近
似値も‘１｝式により表わされるので、受信フィル夕１
の出力に導出されるスベクトラムは近似的に次式■によ
り表わされる。

Ｓｉ〆（羊） ．・・．・・【２’‘２）式によ
り定義されるようなスベクトラムを有する信号は第４ａ
図に示すようなアィパターン（眼形パターン）を有する
。

サンプリングスイッチ２は、受信に際し、各サンプリン
グ時間ｔｏ±ｎＴに受信データ信号をサンプリングする
機能を有する。また、受信機のクロック信号チャンネル
は従来様式による零交差検出器４、フェーズロックルー
プ（ＰＬＬ）５および２分周器６を含み、さらに、受信
フィル夕１の出力と零交差検出器４との間に積分器７を
配置する。

前記積分器７は麦交差検出器４の入力に生ずる零交差点
をＴ／２秒の倍数だけ離隔させる機能を有する。かくす
れば、積分器７により、所望の零交差点に対してＴ／４
秒離隔した位置にある妨害零交差を除去することができ
る。第４ａ図において、文字符号ａ，ｂ，ｃおよびｄは
所望の雫交差点を、また、文字符号ｅおよびｆは妨害零
交差点を示す。かくして、零交差検出器４の出力には、
シンボル周波数の２倍の周波数２／ＴＨＺを有する強信
号成分が導出されるが、この信号成分をフェーズロック
ループ５により識別するようにする。

分周器６はこの信号を分周して、シンボル周波数１／Ｔ
ＨＺを与える機能を有する。前記分周器６には２つの出
力６−Ｑおよび６一Ｑを設け、第１瞬時と定義する時間
ｔｏ±ｎＴ（第４ａ図参照）に発生すべきサンプリング
パルスを出力６一Ｑから導出させるようにするとともに
、出力６−Ｑから導出される各パルスの中間ｔ，土ｎＴ
（第４図参照・・…・第２瞬時と定義）に位置するパル
スを出力６−Ｑから導出させるようにする。

第２瞬時りま第１瞬時ｔｏとＴ／２秒だけ異なる。第４
ａ図はアィパターンに対する瞬時ｔｏとｔ，の適正な位
置関係を示す。分周器６が正しい位相に調整されていな
い場合には、データ信号は妨害零交差点ｅおよびｆが位
魔するアィパターンの部分でサンプリングスイッチ２に
よりサンプリングされ、再生データに誤りを生ずる。分
周器６はこの分周器を正しい位相に調整するための制御
入力６−１を含み、受信フィル夕１の出力に接続した位
相監視回路８を前記制御入力６−１に接続する。

位相監視回路８は全波整流器９を含み、前記整流器９の
出力を２つのサンプリングスイッチ１０および１１に接
続する。

また、前記サンプリングスイッチ１０および１１は、そ
れぞれサンプリング時間、すなわち、第１瞬時ｔｏ士ｎ
Ｔおよび、第２腕時ち土ｎＴにおいて出力６−Ｑおよび
６−Ｑにより制御されるようにする。サンプリングスイ
ッチ１０および１１よりの各信号サンプルはそれぞれ正
および負の極性により、差信号生成器１２を介して積分
器１３に供給するようになる。かくすれば、この積分器
１３はデータ信号の時間ｔｏ（第１瞬時）およびｔ，（
第２瞬時）における信号サンプルの振幅差により各シン
ボル時間間隔ごとに充電されることになる。位相監視の
規準としては、アィパターンの妨害零交差点ｅ，ｆが位
置する部分では、そのデータ信号により、サンプリング
時間における信号振幅が小さい値を有する（第４ａ図参
照）という事実を利用している。

ここで、第４ｂ図および第４ｃ図（ケーブル長が増大し
た場合のアィパターン図）に示すように、送受信機間に
ケーブルが存在する場合には、妨害零交差点ｅ，ｆの位
置が変化するが、アィパターンのこの部分におけるサン
プリング時間には、そのデータ信号により低振幅値が継
続する。第１および第２瞬時ｔｏおよびＬが正しい位置
にある場合は、積分器１３は正極性で充電され、正しく
ない位置にある場合は負極性で充電される。

この理由は次の如く説明できる。受信データ信号の振幅
は、第１瞬時ｔｏ±ｎＴにおいて、サンプリングスイッ
チ１０によって、サンプリングされ、第２瞬時ら±ｎＴ
‘こおいてサンプリングスイッチ１１によってサンプリ
ングされる。

第１および第２瞬時が第４ａ図に示すように正しく位置
している場合は、サンプリングスイッチ１０の出力はデ
ータに関係なく常に基準（ノミナル）最大値を有する。

しかしサンプリングスイッチ１１の出力の振幅サンプル
はデータに応じ基準最大値か、あるいはこれより遥かに
低い値を有する。（第４ａ図ではこの低い値はゼロであ
り、第４ｂ、第４ｃ図ではゼ。ではないが低い値である
。）サンプリングスイッチ１０よりの振幅サンプル、す
なわち常に基準最大値を有する振幅サンプルは正極性を
もって積分器１３に供給され、サンプリングスイッチ１
１よりの振幅サンプル、すなわちデータによって定まり
、基準最大値またはこれより遥かに低い値を有する振幅
サンプルは負極性をもって積分器１３はサンプリングス
イッチ１０と１１よりの振幅サンプルの間の差によって
充電される。この差は、データに応じ雫または正の値で
あり、従って平均として積分器１３は第１、第２瞬時が
正しく位置しているときは正方向に充電される。第１、
第２瞬時ｔｏとｔ，とが正しく位置していない場合、（
第４ａ図においてサンプリングスイッチ１０が妨害零交
差点ｅ，ｆに近い瞬時でサンプリングを行う場合、）サ
ンプリングスイッチ１０の出力の振幅サンプルはデー外
こよって基準最大値またはこれより遥かに低い値となる
。

しかしこのときサンプリングスイッチ１１の出力はデー
タに関係なく基準最大値となる。そしてサンプリングス
イッチ１０よりの振幅サンプルは依然として正極性をも
って積分器１３に供給されており、またサンプリングス
イッチ１ １よりの振幅サンプルは依然として負極性を
もって積分器１３に供給されているため、結果的にこの
場合は、平均として積分器１３は負極性に充電されるこ
ととなる。積分器１３が負に充電されている状態の場合
に、積分器１３の出力電圧が所定基準電圧−Ｖｒ以下に
減少すると、差信号生成器１４の出力電圧は零を通過す
る。この正出力電圧から負出力電圧への移転を零交差検
出器１５により検出して分周器６を正しい位相に調整す
るための制御パルスを前記分周器６に供給するようにす
る。この動作をさらに説明すると次の如くである。

分周器６は２分周回路である。すなわち、シンボル周波
数の２倍（２／Ｔ）に等しい速度で位相ロックループ５
より生ずる各入力パルス（トリガパルス）によって状態
を変化する双安定回路である。この２分周回路たる分周
器６は、シンボル周波数（１／Ｔ）に等しい速度で２つ
の出力パルス列を供給する。１つのパルス列のパルスは
他方パルス列の各パルスの中間に生ずる。

このような２分周器６はトグルフリップフロップ回路に
より好都合に構成できる。零交差検出器１５よりの制御
パルス（検出された正しくない同期状態を表示するパル
ス）を２分周器６への付加的入力パルスとして供給し、
これによって位相ロックループ５よりの入力パルス（ト
リガパルス）による基準の状態変化と無関係に付加的な
状態変化を生ぜしめる。この結果、２分周器６の各出力
パルス列は、零交差検出器１５よりの制御パルスの発生
時に夫々の役割を交換する。換言すると、サンプル瞬時
がＴ／２秒だけシフトする。（１８００の位相シフトに
対応する。）“トップハット（頂冠）”コードのアイパ
ターンの場合も、データ信号により低い値の信号振幅を
生ずる部分があるため、前記監視回路８を直接“トップ
ハット”コード用に使用することが可能である。

この場合、第３図示受信機における相異点は受信フィル
ターの猿波特性の形状で、“トップハット”コードを使
用する際は、受信フィル夕１の憶波特性を遮断周波数２
／ＴＨＺまで均一な特性とする必要がある。実際には、
微分器を通した後の通常の２相変調信号は、“クランク
シャフト”コードを使用した場合の受信フィル夕１の出
力のアィパターンに匹敵するようなアィパターンを有す
る。

したがって、通常の２相変調用として使用しようとする
ときは監視回路８の前段に微分器を配置する必要がある
。また、この場合にも、受信フィル夕１には均一な渡波
特性をもたせることが必要である。

【図面の簡単な説明】

第１図は“クランクシャフト”コードにより符号化され
たデータ信号波形を示す図、第２図は種々の符号化（変
調）方法によるデータ信号の振幅周波数スベクトラムを
示す図、第３図は本発明による同期モニタ回路を具えた
受信機のブロック図、第４図はアィパターンを示す波形
図である。 １・・・・・・受信フィル夕、２・・・・・・サンプリ
ングスイッチ、３・・・・・・極性検出器、４，１５・
・…・零交差検出器、５……フェーズロックループ（Ｐ
ＬＬ）、６・・・・・・２分周器、７，１３・・…・積
分器、８……位相監視回路、９・・・・・・全波整流器
、１０，１１・・・・・・サンプリングスイッチ、１２
，１４・・…・蓋信号生成器。 ＦＩＧ．Ｉ ＦＩＧ．２ ＦＩＧ．３ ＦＩＧ．ム

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ シンボル周波数の両側に各１つづつ位置する２つの
   側波帯を含むスペクトラムを有するデータ信号を受信す
   る受信機のシンボル周波数のローカルクロツク信号の同
   期モニタ回路において、各シンボル時間間隔内の第１お
   よび第２瞬時に受信データ信号の振幅をサンプリングす
   る装置を有しており、前記第１及び第２瞬時はローカル
   クロツク信号に同期しており、またこれら両瞬時はシン
   ボル時間間隔の１／２の時間間隔だけ離れたものであり
   、さらに、積分器と、 前記のローカルクロツク信号に同期している第１及び第
   ２瞬時にサンプルした受信データ信号の振幅をそれぞれ
   逆の磁性で前記積分器に供給する回路と、前記積分器の
   出力より前記ローカルクロツク信号の同期状態を表示す
   るモニタ信号を導出する回路とを具えてなることを特徴
   とする同期モニタ回路。