JPS6020488A - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
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- JPS6020488A JPS6020488A JP12991183A JP12991183A JPS6020488A JP S6020488 A JPS6020488 A JP S6020488A JP 12991183 A JP12991183 A JP 12991183A JP 12991183 A JP12991183 A JP 12991183A JP S6020488 A JPS6020488 A JP S6020488A
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- Japan
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- transistor
- current
- voltage
- winding
- base
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Links
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は共振型シングルエンディッドインハータを用い
た誘導加熱調理器に関し、特に磁気飽和型トランスを使
用した電流帰還型の自励発振を行わせることにより、ス
イッチングトランジスタの駆動を効率よく行わせ得、ま
た入力電力調整幅を広くなし得る誘導加熱調理器を提案
するものである。
た誘導加熱調理器に関し、特に磁気飽和型トランスを使
用した電流帰還型の自励発振を行わせることにより、ス
イッチングトランジスタの駆動を効率よく行わせ得、ま
た入力電力調整幅を広くなし得る誘導加熱調理器を提案
するものである。
第1図は本願出願人の提案に係る特願昭57−1004
58号の誘導加熱調理器に用いたインバータ回路を示し
ている。
58号の誘導加熱調理器に用いたインバータ回路を示し
ている。
交流全波整流してfJられる脈流状の直流電圧が平滑コ
ンデンサC】を介して誘導加熱コイルし及び共振コンデ
ンサC2の直列共振回路に与えられており、コイルL及
びコンデンジ゛C2の接続点は電流帰還型の磁気飽和ト
ランスTの1次巻線N1を介して1−ランジスタQ、の
コレクタに接続され、そのエミッタをコンデンサC2の
他端子に接続しである。トランジスタQ、には逆並列に
フライボイルダイオードD1が接続されている。従っ゛
ζ前記1次巻線N1にはトランジスタQ、のコレクタ電
流及びダイオードD1の電流が流れる。従ってトランジ
スタQ2のベースに連なるトランスTの2次巻線N2に
はそれに応じた電流が流れることニナリ、また、1次巻
線NI及びコイルL間に介装した変流器CTにもそれに
応した電流が流れることになる。2次を線N2の他〃1
)はダイオード’ D 2のカソードに連なり、そのア
ノードはl−ランジスタQ1のエミッタに接続されてい
る。トランジスタQlのベースには起動用の抵抗R4が
接続されており、またそのベース・エミッタ間には磁気
リセットバイアス電流を与えるための抵抗R2が接続し
である。そしてダイオ−1”D2にはコンデンサC3が
並列接続されている。
ンデンサC】を介して誘導加熱コイルし及び共振コンデ
ンサC2の直列共振回路に与えられており、コイルL及
びコンデンジ゛C2の接続点は電流帰還型の磁気飽和ト
ランスTの1次巻線N1を介して1−ランジスタQ、の
コレクタに接続され、そのエミッタをコンデンサC2の
他端子に接続しである。トランジスタQ、には逆並列に
フライボイルダイオードD1が接続されている。従っ゛
ζ前記1次巻線N1にはトランジスタQ、のコレクタ電
流及びダイオードD1の電流が流れる。従ってトランジ
スタQ2のベースに連なるトランスTの2次巻線N2に
はそれに応じた電流が流れることニナリ、また、1次巻
線NI及びコイルL間に介装した変流器CTにもそれに
応した電流が流れることになる。2次を線N2の他〃1
)はダイオード’ D 2のカソードに連なり、そのア
ノードはl−ランジスタQ1のエミッタに接続されてい
る。トランジスタQlのベースには起動用の抵抗R4が
接続されており、またそのベース・エミッタ間には磁気
リセットバイアス電流を与えるための抵抗R2が接続し
である。そしてダイオ−1”D2にはコンデンサC3が
並列接続されている。
2次巻N2に連なる3次巻線N3の他αfijとトラン
ジスタQ1のエミッタとの間には1ヘランシスタQ1側
をカソードとしてダイオードD3を介装しである。
ジスタQ1のエミッタとの間には1ヘランシスタQ1側
をカソードとしてダイオードD3を介装しである。
前記変流器CTの検出電流は電圧信号に変換されて比較
器COMの」−入力端子にあたえられている。
器COMの」−入力端子にあたえられている。
また比較器COHの一入力端子には定電圧VBを抵抗R
:i、R3の直列回路からなる分圧回路で分圧し得た電
圧を与えている。
:i、R3の直列回路からなる分圧回路で分圧し得た電
圧を与えている。
比較器COM出力はトランジスタQ2のベースにそのオ
ン5オフ制御信号として与えられている。
ン5オフ制御信号として与えられている。
前記トランスTの4次巻線N4ばダイオードブリッジか
らなる全波整流回路DBに接続されており、その整流出
力をトランジスタQ2のコレクターエミッタ間に与えて
いる。
らなる全波整流回路DBに接続されており、その整流出
力をトランジスタQ2のコレクターエミッタ間に与えて
いる。
次にこの回路の動作について説明する。まず起動抵抗R
1を介してトランジスタQ1のベースに所定電圧を印加
する。これにより1−ランジスクQ1は僅かに導通し、
これによってコレクタ電流1cか流れはじめる。このコ
レクタ電流1cはトランスTの1次、2次巻線Nl、N
2の巻線比nl/n2にてトランジスタQlのベース電
流1bとして正帰還され、トランジスタQlのコレクタ
電流を増加させるべく作用し、瞬時のうちにIb/ I
c= n + / n 2となる。この状態はトランス
Tが磁気飽和する迄続く。この間巻線N2には正側を2
91点−ζ図示する極性の電圧が発生ずるがこの電圧は
トランジスタQ1のベース・エミッタ間順方向電圧VB
Eと、ダイオードD、の順方向電圧VDFとの和電圧に
クランプされる。
1を介してトランジスタQ1のベースに所定電圧を印加
する。これにより1−ランジスクQ1は僅かに導通し、
これによってコレクタ電流1cか流れはじめる。このコ
レクタ電流1cはトランスTの1次、2次巻線Nl、N
2の巻線比nl/n2にてトランジスタQlのベース電
流1bとして正帰還され、トランジスタQlのコレクタ
電流を増加させるべく作用し、瞬時のうちにIb/ I
c= n + / n 2となる。この状態はトランス
Tが磁気飽和する迄続く。この間巻線N2には正側を2
91点−ζ図示する極性の電圧が発生ずるがこの電圧は
トランジスタQ1のベース・エミッタ間順方向電圧VB
Eと、ダイオードD、の順方向電圧VDFとの和電圧に
クランプされる。
而してトランス1゛は下記のEWJIによって磁気飽和
する。
する。
EW−Δ13XAXn1 xio’ (V/see )
get次巻線N1に印加されるパルス電圧(V)W:1
次巻線N1に印加されるパルス幅(sec )ΔB :
コアの飽和磁束密度(ガウス)A:コアの断面積 トランスTの2次巻線N2の電圧■2は前述のようにV
BIE+V叶にクランプさ°ζいるので1次巻線N1の
電圧■1はVl =nl /n2 (VBE+V叶)と
一定になる。ベース電流1bは巻線比n 1/ n 2
によって決まるので、ごれをl / h FIE (h
PEはI・ランジスクQ1の電流増幅率)より大きく
設定しておくことにより最適なベース電流が得られる。
get次巻線N1に印加されるパルス電圧(V)W:1
次巻線N1に印加されるパルス幅(sec )ΔB :
コアの飽和磁束密度(ガウス)A:コアの断面積 トランスTの2次巻線N2の電圧■2は前述のようにV
BIE+V叶にクランプさ°ζいるので1次巻線N1の
電圧■1はVl =nl /n2 (VBE+V叶)と
一定になる。ベース電流1bは巻線比n 1/ n 2
によって決まるので、ごれをl / h FIE (h
PEはI・ランジスクQ1の電流増幅率)より大きく
設定しておくことにより最適なベース電流が得られる。
トランス1゛が磁気飽和すると巻線N2には電圧が誘起
されなくなるのでトランジスタQ1のへ一スにはコンデ
ンサC3の電圧(=VDF)が印加され逆バイアス電E
iI BRが流れ、これにより、l・ランシスタQ、は
ストレージ時間の短いターンオフ動作をする。これによ
りトランジスタQ1のコレクタ電流1cはそのピーク値
以後0となる。このとき巻線N2の電圧■2は図示した
ところとは3g:!極性となり、コイル電流11ばコン
デンサC2との共振電流となる。この共振電流が′なく
なるとダイオードD1がオンしてその電Ylf、ID1
が流れると巻線N3には図示したところとは逆極性の電
圧■3が発生する。この電圧V3ばダイオードD3の順
方向電圧をVD3とすると V 3−V DF 十V D 3 にクランプされる。この間1次巻線N1には図示したと
ころとは逆極性の電圧が発生しているが、ダイオード電
流Ill、の導通期間が終了すると、巻線N1には図示
の極性の電圧Vlが誘起され、これによって再びトラン
ジスタQlのベースに正帰還電流が流れ込んでトランジ
スタQ1が瞬時に導通し、以下同様の動作が反復されて
発振が継続する。
されなくなるのでトランジスタQ1のへ一スにはコンデ
ンサC3の電圧(=VDF)が印加され逆バイアス電E
iI BRが流れ、これにより、l・ランシスタQ、は
ストレージ時間の短いターンオフ動作をする。これによ
りトランジスタQ1のコレクタ電流1cはそのピーク値
以後0となる。このとき巻線N2の電圧■2は図示した
ところとは3g:!極性となり、コイル電流11ばコン
デンサC2との共振電流となる。この共振電流が′なく
なるとダイオードD1がオンしてその電Ylf、ID1
が流れると巻線N3には図示したところとは逆極性の電
圧■3が発生する。この電圧V3ばダイオードD3の順
方向電圧をVD3とすると V 3−V DF 十V D 3 にクランプされる。この間1次巻線N1には図示したと
ころとは逆極性の電圧が発生しているが、ダイオード電
流Ill、の導通期間が終了すると、巻線N1には図示
の極性の電圧Vlが誘起され、これによって再びトラン
ジスタQlのベースに正帰還電流が流れ込んでトランジ
スタQ1が瞬時に導通し、以下同様の動作が反復されて
発振が継続する。
次に変流器CT、/l<検出する電流による制御回路に
つき説明する。この制御回路は電源電圧が上昇し、又は
誘導加熱コイルLの負荷となる鍋として例えばステンレ
ス鋼系の鍋が置かれた場合に動作して、1−ランジスタ
Q、に過大電流が流れるのを防止する。
つき説明する。この制御回路は電源電圧が上昇し、又は
誘導加熱コイルLの負荷となる鍋として例えばステンレ
ス鋼系の鍋が置かれた場合に動作して、1−ランジスタ
Q、に過大電流が流れるのを防止する。
第2図はその動作説明のための波形図である。
第2図(A)はコイル電流IIを示しているが前述のよ
うに電源電圧が上昇したり、鍋が不適正なものとなると
トランジスタQ1のコレクタ電流1cが増しこれに伴い
第2図(B)に示す変流器の1次側電流(巻線N1の電
流)も増加する。これに伴い比較器COMの十入力電圧
〔第2図(C)〕も増加するので抵抗R2,R3にて比
較器COト1の一入力端子に与えられる比較基準電圧V
I+肝を超えることとなり、その間比較器COM出力は
第2図(D)に示すようにハイレベルとなる。
うに電源電圧が上昇したり、鍋が不適正なものとなると
トランジスタQ1のコレクタ電流1cが増しこれに伴い
第2図(B)に示す変流器の1次側電流(巻線N1の電
流)も増加する。これに伴い比較器COMの十入力電圧
〔第2図(C)〕も増加するので抵抗R2,R3にて比
較器COト1の一入力端子に与えられる比較基準電圧V
I+肝を超えることとなり、その間比較器COM出力は
第2図(D)に示すようにハイレベルとなる。
このハイレベルの間トランジスタQ2はオンするので全
波整流回路DBは短絡され、l−ランス゛l゛の4次巻
線N、の端子間電圧は全波整流回路を構成する1つのダ
イオードの順方向電圧を例えば0.7vとすると、■、
4vとなる。
波整流回路DBは短絡され、l−ランス゛l゛の4次巻
線N、の端子間電圧は全波整流回路を構成する1つのダ
イオードの順方向電圧を例えば0.7vとすると、■、
4vとなる。
従って巻線N2の電圧■2は
V2 =1.4 X R2/ n 4
但しR4は巻線N4の巻数でありR2<R4と定めてお
く。(例えばR2−6〜8.n+ =20〜50程度に
選択される。)となり、当初のクランプ電圧VBE+V
DF=1.4Vよりも低くなる。このためトランジスタ
Q1に正方向のヘ−スミ流を流すことが不能となり、コ
ンデンサC3の電圧が1−ランジスタQ1のエミッタ・
ベース間に印加されるのでベース電流は逆方向となり〔
第2図(E)〕、トランジスタQ1がターンオフする。
く。(例えばR2−6〜8.n+ =20〜50程度に
選択される。)となり、当初のクランプ電圧VBE+V
DF=1.4Vよりも低くなる。このためトランジスタ
Q1に正方向のヘ−スミ流を流すことが不能となり、コ
ンデンサC3の電圧が1−ランジスタQ1のエミッタ・
ベース間に印加されるのでベース電流は逆方向となり〔
第2図(E)〕、トランジスタQ1がターンオフする。
これに伴いトランジスタQ1のコレクタ電流が減少し、
変流器CTの電流も0となり、比較器COHの出力はロ
ーレベルに転し、トランジスタQ2はオフとなる。
変流器CTの電流も0となり、比較器COHの出力はロ
ーレベルに転し、トランジスタQ2はオフとなる。
これにより巻線N4に生じる電圧V4ば全波整流回路D
Bのクランプ電圧から解放されることになる。
Bのクランプ電圧から解放されることになる。
以上のように第1図に示す回路は1〜ランジスタQ1を
過大電流から保護しつつ安定した発振を継続させること
ができる。
過大電流から保護しつつ安定した発振を継続させること
ができる。
然るところ、トランジスタQ1のオン期間は前述の如く
トランジスタの磁気飽和特性によって定まり、また、入
力電力を制御する必要上、コレクタ電流を検出してその
オン期間を制御しているので、その変化幅を大きくとる
ことができない。第3図はトランジスタQ゛2のオン、
オフのタイミング(又は比較器COM出力のハイ、ロー
′のタイミング)とコイル電流11の変化の状態を示し
ている。
トランジスタの磁気飽和特性によって定まり、また、入
力電力を制御する必要上、コレクタ電流を検出してその
オン期間を制御しているので、その変化幅を大きくとる
ことができない。第3図はトランジスタQ゛2のオン、
オフのタイミング(又は比較器COM出力のハイ、ロー
′のタイミング)とコイル電流11の変化の状態を示し
ている。
入力電力調整を目的としてトランジスタQ2のベースに
連なる回路の定数、例えば抵抗R2又はR3の値を変更
すると1−ランジスクQ2がオンするタイミングはこれ
に追随して変化するが、トランジスタQ+がオフするタ
イミング(トランジスタQ2がオフするタイミングに一
致)はそれに追随する変化をしない。つまり図示のよう
にトランジスタQ2のオンタイミングが早いもの程オン
期間が長くなり、入力電力調整幅を大きくするこたがで
きない。こればトランジスタQ1のオン期間が短い(ト
ランジスタQ2のオンタイミングが早い)場合にはコン
デンサC3の蓄積電荷が少く、トランジスタQlをオフ
させる迄の時間1<I=くなる仲間を示すからである。
連なる回路の定数、例えば抵抗R2又はR3の値を変更
すると1−ランジスクQ2がオンするタイミングはこれ
に追随して変化するが、トランジスタQ+がオフするタ
イミング(トランジスタQ2がオフするタイミングに一
致)はそれに追随する変化をしない。つまり図示のよう
にトランジスタQ2のオンタイミングが早いもの程オン
期間が長くなり、入力電力調整幅を大きくするこたがで
きない。こればトランジスタQ1のオン期間が短い(ト
ランジスタQ2のオンタイミングが早い)場合にはコン
デンサC3の蓄積電荷が少く、トランジスタQlをオフ
させる迄の時間1<I=くなる仲間を示すからである。
本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、トラ
ンジスタQ1のターンオフ回路を設りて上述した如き難
点を解消した誘導加熱調理器をjI供することを目的と
する。
ンジスタQ1のターンオフ回路を設りて上述した如き難
点を解消した誘導加熱調理器をjI供することを目的と
する。
以下本発明を図面に基き詳述する。
第4図は本発明に係る誘導加熱調理器の要部回路図であ
り、第1図に示す回路と同一のものには同符号を付しで
ある。
り、第1図に示す回路と同一のものには同符号を付しで
ある。
即ち直流電源は平滑コンデンサC1を介して誘導加熱コ
イルし及び共振コンデンサC2のi?tJJ共振回路に
接続されており、コンデンサC2には磁気飽和トランス
Tの1次巻線Nl及びトランジスタQ1の直列回路が並
列接続され、トランジスタQ1にはフライボイルダイオ
ード1つ1が逆並列接続されている。トランスTの4次
巻線N4はダイオードブリッジからなる全波整流回路D
Bを介してトランジスタQ2に接続されており、このト
ランジスタQ2のベースには、巻線N1に流れる電流を
検出する変流器CTにて検出した電流に基いたスイッチ
ング制御信号を与えるべくなしてあり、その回路構成は
第1図に示すものと全く同様であり比較器COM等によ
って構成されている。トランス1゛の同極性の2次巻線
N2.N3は連続的に巻回されており、巻線N2の一θ
litはアノ−Fをを線N2の端子側としたダイオード
D4を介してトランジスタQ、のベースに連なり、そ−
の他端はカソードを巻線N2の端子側としたダイオード
I)2を介してトランジスタQ1のエミッタに連なって
いる。
イルし及び共振コンデンサC2のi?tJJ共振回路に
接続されており、コンデンサC2には磁気飽和トランス
Tの1次巻線Nl及びトランジスタQ1の直列回路が並
列接続され、トランジスタQ1にはフライボイルダイオ
ード1つ1が逆並列接続されている。トランスTの4次
巻線N4はダイオードブリッジからなる全波整流回路D
Bを介してトランジスタQ2に接続されており、このト
ランジスタQ2のベースには、巻線N1に流れる電流を
検出する変流器CTにて検出した電流に基いたスイッチ
ング制御信号を与えるべくなしてあり、その回路構成は
第1図に示すものと全く同様であり比較器COM等によ
って構成されている。トランス1゛の同極性の2次巻線
N2.N3は連続的に巻回されており、巻線N2の一θ
litはアノ−Fをを線N2の端子側としたダイオード
D4を介してトランジスタQ、のベースに連なり、そ−
の他端はカソードを巻線N2の端子側としたダイオード
I)2を介してトランジスタQ1のエミッタに連なって
いる。
ダイオード’ D 4のアノードはPNPl−ランジス
タQ3のベースに接続され、カソードは同じく1ミツタ
に接続されている。トランジスタQ2のニルククば逆極
性の電圧印加電源となる電解コンデンサC7の〜側に連
なってでいる。これに対してトランジスタQ1のエミッ
タはコンデンサC4の+側に連なっている。ダイオード
D2にはコンデンサC3が並列接続されている。
タQ3のベースに接続され、カソードは同じく1ミツタ
に接続されている。トランジスタQ2のニルククば逆極
性の電圧印加電源となる電解コンデンサC7の〜側に連
なってでいる。これに対してトランジスタQ1のエミッ
タはコンデンサC4の+側に連なっている。ダイオード
D2にはコンデンサC3が並列接続されている。
3次巻線N3の一方の端子は巻線N2と共通となっ−ζ
いるが他方の百111子はダイオードL)3のアノード
に接続してあり、カソードをトランジスタQ1のエミッ
タに接続しである。
いるが他方の百111子はダイオードL)3のアノード
に接続してあり、カソードをトランジスタQ1のエミッ
タに接続しである。
コイルしには負電圧印加電源のための1〜ランスT2の
1次巻線N21を接続してあり、その2次巻線N22は
ダイオードブリッジを用いてなる全波整流回路DB2を
介して前記コンデンサC4に接続されている。
1次巻線N21を接続してあり、その2次巻線N22は
ダイオードブリッジを用いてなる全波整流回路DB2を
介して前記コンデンサC4に接続されている。
次にこの回路の動作を第5図の波形図に基き説明する。
トランジスタQ1がオンしているタイミングについてみ
ると、そのベース電流IBM(第5図(C)〕はダイオ
ードD、を介して供給される。このためトランジスタQ
3はオフしている。
ると、そのベース電流IBM(第5図(C)〕はダイオ
ードD、を介して供給される。このためトランジスタQ
3はオフしている。
これに対してI−ランスTが磁気飽和するか又はトラン
ジスタQ1のコレクタ電流値が増したことによって、ト
ランジスタQ2がオンすると前述したところにより巻線
N2の端子間電圧ばQv近くになり、トランジスタQ1
のエミッタ・ベース間にコンデンサC3の電圧が印加さ
れ、1〜ランジスタQ3のエミッタ・ベース間を介して
逆電流IB2〔第5図(D)〕が流れる。そうするとト
ランジスタQ3がオンとなり、コンデンサC1の電圧V
IIがトランジスタQlのエミッタ・ベース間に逆極性
で与えられ、第5図は(E)に示すように大きな逆電流
IB3が流れる。
ジスタQ1のコレクタ電流値が増したことによって、ト
ランジスタQ2がオンすると前述したところにより巻線
N2の端子間電圧ばQv近くになり、トランジスタQ1
のエミッタ・ベース間にコンデンサC3の電圧が印加さ
れ、1〜ランジスタQ3のエミッタ・ベース間を介して
逆電流IB2〔第5図(D)〕が流れる。そうするとト
ランジスタQ3がオンとなり、コンデンサC1の電圧V
IIがトランジスタQlのエミッタ・ベース間に逆極性
で与えられ、第5図は(E)に示すように大きな逆電流
IB3が流れる。
これによってトランジスタQ1がターンオフすることに
なる。その他第5図(Δ)にはコイルLの電流、同じく
(B)には1−ランジスタQ2のオン、オフ信号を示
している。
なる。その他第5図(Δ)にはコイルLの電流、同じく
(B)には1−ランジスタQ2のオン、オフ信号を示
している。
以上のように本発明器による場合はトランジスタQ1の
ターンオフに必要な電流を逆極性の電圧源、1−肥大雄
側ではコンデンサ04等によって得ているのでトランジ
スタQ1のオフ遅れ、オフ失敗がなくなる。つまり、ト
ランジスタQ2がオンするとそのオンタイミングに拘ら
ず一定期間後にトランジスタQ、がオフすることになる
ので、トランジスタQ2のベースに連なる回路素子の回
路定数等の調整により、1−ランジスタQ、のオン期間
の変化幅を従来よりも広く選択できる。換言すれば比較
器CoHの一入力端子に連なる抵抗器r<z又はR3の
調整による入力電力調整幅を広くとることが可能となる
。
ターンオフに必要な電流を逆極性の電圧源、1−肥大雄
側ではコンデンサ04等によって得ているのでトランジ
スタQ1のオフ遅れ、オフ失敗がなくなる。つまり、ト
ランジスタQ2がオンするとそのオンタイミングに拘ら
ず一定期間後にトランジスタQ、がオフすることになる
ので、トランジスタQ2のベースに連なる回路素子の回
路定数等の調整により、1−ランジスタQ、のオン期間
の変化幅を従来よりも広く選択できる。換言すれば比較
器CoHの一入力端子に連なる抵抗器r<z又はR3の
調整による入力電力調整幅を広くとることが可能となる
。
なお1−ランジスタQ、をり一ンオフするための電源と
しては実施例の如きコンデンサC4に限るものではない
。
しては実施例の如きコンデンサC4に限るものではない
。
第1図は先願発明の誘導加熱調理器の要部回路図、第2
図はその動作説明のための波形図、第3図はその問題点
を説明するための波形図、第4図は本発明の誘導加熱調
理器の要部回路図、第5図はその動作説明図である。 L・・・誘導加熱フィル C2・・・共振コンデンサC
3,C1・・・コンデンサ T・・・磁気飽和トランス
Q+ 、C2、Ql・・・トランジスタ Dl、D2゜
D3.D4・・・ダイオ−1’ CT・・・変流器特許
出願人 三洋電機株式会社 代理人弁理士 河 野 登 夫 第 2 図 第 3 口
図はその動作説明のための波形図、第3図はその問題点
を説明するための波形図、第4図は本発明の誘導加熱調
理器の要部回路図、第5図はその動作説明図である。 L・・・誘導加熱フィル C2・・・共振コンデンサC
3,C1・・・コンデンサ T・・・磁気飽和トランス
Q+ 、C2、Ql・・・トランジスタ Dl、D2゜
D3.D4・・・ダイオ−1’ CT・・・変流器特許
出願人 三洋電機株式会社 代理人弁理士 河 野 登 夫 第 2 図 第 3 口
Claims (1)
- 1、直流電源間に接続された誘導加熱コイル及び共振コ
ンデシ市−よりなる直列共振@路と、前記共振コンデン
サに並列的に接続されたトランジスタと、該トランジス
タのコレクタに流れる電流を該トランジスタのベース電
流として帰還する磁気飽和トランスと、該磁気飽和トラ
ンスから前記トランジスタのベースへの帰還回路中に介
装してあり、前記トランジスタのターンオフを早めるべ
く逆極性のベース電圧を印加する電圧印加回路とを具備
することを特徴とする誘導加熱調理器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12991183A JPS6020488A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12991183A JPS6020488A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | 誘導加熱調理器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6020488A true JPS6020488A (ja) | 1985-02-01 |
Family
ID=15021437
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12991183A Pending JPS6020488A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6020488A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61290687A (ja) * | 1985-06-18 | 1986-12-20 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器の制御回路 |
-
1983
- 1983-07-15 JP JP12991183A patent/JPS6020488A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61290687A (ja) * | 1985-06-18 | 1986-12-20 | 三洋電機株式会社 | 誘導加熱調理器の制御回路 |
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