JPS60137104A - 広帯域発振回路 - Google Patents
広帯域発振回路Info
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- JPS60137104A JPS60137104A JP58244282A JP24428283A JPS60137104A JP S60137104 A JPS60137104 A JP S60137104A JP 58244282 A JP58244282 A JP 58244282A JP 24428283 A JP24428283 A JP 24428283A JP S60137104 A JPS60137104 A JP S60137104A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
- H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
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- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
- H03B5/1243—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising voltage variable capacitance diodes
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、発振周波数範囲が広い広帯域発振回路に関し
、特に、■ＨＦ信号のみならずＣＡＴＶ信号をも受（ｊ
、”：ｆＵ＠な広帯域のテレビジョンチューナの局部
発振回路に用いて好適な広帯域発振回路に関する。
、特に、■ＨＦ信号のみならずＣＡＴＶ信号をも受（ｊ
、”：ｆＵ＠な広帯域のテレビジョンチューナの局部
発振回路に用いて好適な広帯域発振回路に関する。
一般に、発振周波数範囲が広い広帯域発振回路において
は、発振レベルが周波数に応じて変動することが知られ
て２す、このため、チューナ等の局部発振器に用いる場
合に、トラッキングがとりにくいという欠点があった。
は、発振レベルが周波数に応じて変動することが知られ
て２す、このため、チューナ等の局部発振器に用いる場
合に、トラッキングがとりにくいという欠点があった。
特に、１個のチューナ回路構成によって、ＶＨＦ放送信
号のみならずＣＡＴＶ放送信号をも受信可能とする場合
には、受信周波数帯域が数十ＭＩＬｚ ’７１＞ら数百
Ｍ Ｈｚまでと極めて広範凹にわたるため、この範囲内
の中低域での発振出力レベルを標準とする場合には、高
域側でのレベル低下が著しい。
号のみならずＣＡＴＶ放送信号をも受信可能とする場合
には、受信周波数帯域が数十ＭＩＬｚ ’７１＞ら数百
Ｍ Ｈｚまでと極めて広範凹にわたるため、この範囲内
の中低域での発振出力レベルを標準とする場合には、高
域側でのレベル低下が著しい。
本発明は、上述の実情に鑑み、発振周波数を広くとれる
とともに、発振動作の不安定化や発振レベル変動等を抑
えることができ、特にチューナに用いた」場合のトラッ
キングのとり方が容易になるような広帯域発振回路の提
供を目的とする。
とともに、発振動作の不安定化や発振レベル変動等を抑
えることができ、特にチューナに用いた」場合のトラッ
キングのとり方が容易になるような広帯域発振回路の提
供を目的とする。
すなわち、本発明に係る広帯域発振回路の特徴は、第１
の電流源により駆動され第１の発振周波数帯域内の発振
出力を電流出力として取り出すようにした第１の差動型
発振回路と、第２の電流源により駆動され第２の発振周
波数帯域内の発振出力を′電流出力として取シ出すよう
にした第２の差動型発振回路１と螢少なくとも設け、こ
れらの発振回路の上記各′亀流諒金切り換えてオン、オ
フ制御することにより、選択された発振回路より所望の
周波数の発振出力を寿、１だ、この発」辰電流出力を電
ｊ（出力にＡ８換する回路全共通にし／こことである。
の電流源により駆動され第１の発振周波数帯域内の発振
出力を電流出力として取り出すようにした第１の差動型
発振回路と、第２の電流源により駆動され第２の発振周
波数帯域内の発振出力を′電流出力として取シ出すよう
にした第２の差動型発振回路１と螢少なくとも設け、こ
れらの発振回路の上記各′亀流諒金切り換えてオン、オ
フ制御することにより、選択された発振回路より所望の
周波数の発振出力を寿、１だ、この発」辰電流出力を電
ｊ（出力にＡ８換する回路全共通にし／こことである。
したがって、回路全体としての発振周波数が広くとれ、
発振動作や発振レベルを安定化できるのみならず、ｔｔ
ｌ：流−電圧変換手段を共通化したため回路構成がその
分簡略化でき、また、複数系統の発振回路の切り換えを
、各定′亀流源をオン、オフ制御ａ１１するだけで容易
に行なえる。さらに、チューナの局部発振回路に適用し
た場合には、トラッキングのとり方が容易になるととも
に、混合器から１．−４だ上記′屯随−電圧変換）計の
出力・ｒンビーダンスが低く、周波数特性が平ｌ旦な良
好なものとなる。
発振動作や発振レベルを安定化できるのみならず、ｔｔ
ｌ：流−電圧変換手段を共通化したため回路構成がその
分簡略化でき、また、複数系統の発振回路の切り換えを
、各定′亀流源をオン、オフ制御ａ１１するだけで容易
に行なえる。さらに、チューナの局部発振回路に適用し
た場合には、トラッキングのとり方が容易になるととも
に、混合器から１．−４だ上記′屯随−電圧変換）計の
出力・ｒンビーダンスが低く、周波数特性が平ｌ旦な良
好なものとなる。
先ず、本発明の詳細な説明に先立ち、本発明に係る広帯
域発振回路を局部発振回路として用いて成るテレビジョ
ンチューナの一例について、第１図を参照しながら説明
する。
域発振回路を局部発振回路として用いて成るテレビジョ
ンチューナの一例について、第１図を参照しながら説明
する。
この第１図において、入力端子１にはＶＨＦ信号やいわ
ゆるＣＡＴＶ信号等の数十ＭＨｚ〜数百Ｍ ＨｚのＲＦ
信号が供給されており、この人力ＲＦ傷信号、例えばチ
ューナ用ＩＣ（集積回路）内のバッファアンプ２を介し
て混合器（いわゆるミキサ）３に送られ、後述する広帯
域発振回路よ構成る局部発振回路４がらの発振出力と混
合されて中間周波数信号（いわゆるＩＦ倍信号に変換さ
れる。この混合器３からのＩＦ倍信号、１Ｆアンプ５及
びＩＦ出力回路６を介して、出力端子７より取り出され
る。ここで、ＵＨＦ受信時には、ＵＨＦチューナ部等か
らのＵＨＦ信号を中間周波数信号に変換したいわゆるＵ
１． Ｆ信号が入力端子８に供給され、このＩＪＩＦ
信号がＵＩＦアンプ９を介し混合器３内の例えば負荷抵
抗に送られることにより、混合器３からＵＩＦ信号が出
力され、これがＩＦアンプ５及びＩＦ出力回路６を介し
て出力端子７より取り出される。
ゆるＣＡＴＶ信号等の数十ＭＨｚ〜数百Ｍ ＨｚのＲＦ
信号が供給されており、この人力ＲＦ傷信号、例えばチ
ューナ用ＩＣ（集積回路）内のバッファアンプ２を介し
て混合器（いわゆるミキサ）３に送られ、後述する広帯
域発振回路よ構成る局部発振回路４がらの発振出力と混
合されて中間周波数信号（いわゆるＩＦ倍信号に変換さ
れる。この混合器３からのＩＦ倍信号、１Ｆアンプ５及
びＩＦ出力回路６を介して、出力端子７より取り出され
る。ここで、ＵＨＦ受信時には、ＵＨＦチューナ部等か
らのＵＨＦ信号を中間周波数信号に変換したいわゆるＵ
１． Ｆ信号が入力端子８に供給され、このＩＪＩＦ
信号がＵＩＦアンプ９を介し混合器３内の例えば負荷抵
抗に送られることにより、混合器３からＵＩＦ信号が出
力され、これがＩＦアンプ５及びＩＦ出力回路６を介し
て出力端子７より取り出される。
次に、局部発振回路４には、コイルやコンテンツ等を有
する共振回路（いわゆるタンク回路）１４が接続されて
いる。局部発振回路４０発振出力の一部は、いわゆるＰ
ＬＬ回路を構成するためのピックアップ出力として、バ
ッファアンプ１５を介して取り出される。このピンクア
ンプ出力は、グリスケーラ１７を介し、プログラマブル
デバイダ１８に送られる。プリスケーラ１γは、上記ピ
ックアップ出力をプログラマブルデバイダ１８が分周可
能な周波数Ｋｔで前もって分周するものであり、分周比
は固定されているのに対し、プログラマプルデバ・イダ
１８は選局信号に応じて分周比が変化Ｊ″る。このプロ
グラマブルデバイダ１８からの出力は、位（旧比較器１
９に送られて一定周波数の基準信号と位相比較される。
する共振回路（いわゆるタンク回路）１４が接続されて
いる。局部発振回路４０発振出力の一部は、いわゆるＰ
ＬＬ回路を構成するためのピックアップ出力として、バ
ッファアンプ１５を介して取り出される。このピンクア
ンプ出力は、グリスケーラ１７を介し、プログラマブル
デバイダ１８に送られる。プリスケーラ１γは、上記ピ
ックアップ出力をプログラマブルデバイダ１８が分周可
能な周波数Ｋｔで前もって分周するものであり、分周比
は固定されているのに対し、プログラマプルデバ・イダ
１８は選局信号に応じて分周比が変化Ｊ″る。このプロ
グラマブルデバイダ１８からの出力は、位（旧比較器１
９に送られて一定周波数の基準信号と位相比較される。
位相比較された化カケよ、ＬＰＦＣローパスフィルタ）
２０を介して・対局制御用電圧発生回路２１に送られ、
その出力電圧が共振回路１４の可変容量素子、例えばパ
リキャンプダイオードに送られることにより、局部発振
周波数の制御が行われる。
２０を介して・対局制御用電圧発生回路２１に送られ、
その出力電圧が共振回路１４の可変容量素子、例えばパ
リキャンプダイオードに送られることにより、局部発振
周波数の制御が行われる。
なお、混合器３には、必要に応じてＬＣ共振回路２４を
接続し、混合器３よシ上記ＩＦ信号周波数成分のみを出
力させるようなバンドパス型の選択４？性を持たせても
よい。
接続し、混合器３よシ上記ＩＦ信号周波数成分のみを出
力させるようなバンドパス型の選択４？性を持たせても
よい。
このような構成の、いわゆる周波数シンセサイザ方式の
テレビジョンＶＨＦチューナでアッテ、通常のＶＨＦ放
送信号のみならずＣＡＴＶ放送信号をも受信可能なチュ
ーナの場合には、受信周波数が数十ＭＨｚ〜数百Ｍ Ｈ
ｚ （例えばアメリカ合衆国では５４Ｍ１（ｚ〜４７０
ＭＨｚ ）と極めて広い範囲にわたるため、一般に、局
部発振回路の発振出力レベルが周波数に応じて変動し、
トラッキングがとりにくいという欠点があるが、本発明
に係る広帯域発振回路は、後述するように少なくとも２
系統の発振回路を切り換えているため、安定した発振出
力レベルが得られる。
テレビジョンＶＨＦチューナでアッテ、通常のＶＨＦ放
送信号のみならずＣＡＴＶ放送信号をも受信可能なチュ
ーナの場合には、受信周波数が数十ＭＨｚ〜数百Ｍ Ｈ
ｚ （例えばアメリカ合衆国では５４Ｍ１（ｚ〜４７０
ＭＨｚ ）と極めて広い範囲にわたるため、一般に、局
部発振回路の発振出力レベルが周波数に応じて変動し、
トラッキングがとりにくいという欠点があるが、本発明
に係る広帯域発振回路は、後述するように少なくとも２
系統の発振回路を切り換えているため、安定した発振出
力レベルが得られる。
すなわち、第２図は本発明に係る広帯域発振回路の一実
施例を示す回路図である。この第２図にｈ・いて、第１
の発振回路３０Ａ及び第２の発振回路３０ＢはそＪｌぞ
れ等しい構成を有しているため、ノソ下一方の例えば第
１の発振回路３０Ａについて説明し、他方（第２の発振
回路３０Ｂ）については、図中対応するＷｌｉ分に（＝
Ｊされた指示付号の添（−１文字ＡｒＢに変え、参照番
号を同一とすることによりｈ発明イ省略する。また、共
振回路ＭＡ、ｌ［についても、回路内部構成はそれぞれ
等しいものとすればよいため、一方、例えば共振回路１
４Ａについてのみ内部４１４成を図示し、他方について
は図示全省略している。
施例を示す回路図である。この第２図にｈ・いて、第１
の発振回路３０Ａ及び第２の発振回路３０ＢはそＪｌぞ
れ等しい構成を有しているため、ノソ下一方の例えば第
１の発振回路３０Ａについて説明し、他方（第２の発振
回路３０Ｂ）については、図中対応するＷｌｉ分に（＝
Ｊされた指示付号の添（−１文字ＡｒＢに変え、参照番
号を同一とすることによりｈ発明イ省略する。また、共
振回路ＭＡ、ｌ［についても、回路内部構成はそれぞれ
等しいものとすればよいため、一方、例えば共振回路１
４Ａについてのみ内部４１４成を図示し、他方について
は図示全省略している。
この第２図に示す本発明の実施例において、発振回路３
ＯＡは、各エミッタが共通接続さハた一力ｊのＮＰＮ型
トランジスタ３？Ａ、３２Ａの差動アンプを用いた、い
わゆる差動型発振回路を構成より成るベースバイアス電
圧源回路がらの直流電圧が、それぞれ抵抗３７Ａ、３８
Ａを介し供給されている。トランジスタ３１Ａ、３２Ａ
の共通接続されたエミッタには、定電流源となるトラン
ジスタ３９Ａ及び抵抗の直列回路が接続されている。
ＯＡは、各エミッタが共通接続さハた一力ｊのＮＰＮ型
トランジスタ３？Ａ、３２Ａの差動アンプを用いた、い
わゆる差動型発振回路を構成より成るベースバイアス電
圧源回路がらの直流電圧が、それぞれ抵抗３７Ａ、３８
Ａを介し供給されている。トランジスタ３１Ａ、３２Ａ
の共通接続されたエミッタには、定電流源となるトラン
ジスタ３９Ａ及び抵抗の直列回路が接続されている。
また、トランジスタ３１Ａのベース、コレクタ、及びト
ランジスタ３２Ａのベースは、いわゆるタンク回路とも
称される共振回路１４Ａに接続されている。
ランジスタ３２Ａのベースは、いわゆるタンク回路とも
称される共振回路１４Ａに接続されている。
この共振回路１４Ａは、トランジスタ３１Ａのコレクタ
に接続されたコンデンサ４５Ａとコイル４６Ａとより成
る並列共振回路を主要部とするものでアリ、１−ランジ
スタ３１Ａのコレクタとトランジスタ３２Ａのベースと
の間をコンデンサ４ＴＡを介して接続し、共振回路１４
Ａの共振周波数成分を正帰還することによシ、発振動作
を行なわせている。また、トランジスタ３１へのベース
には、コンデンサ４８Ａが接続されている。さらに、テ
レビジョンチューナの局部発振回路として使用されるこ
とより、選局周波数に応じて発振周波数を変化させるた
めの構成として、上記並列共振回路のコンデン′リ−４
５Ａに対して並列に、コンデンサ４９へとバリキャノフ
゛ダイオード５０Ａとの直列回路を接続している。この
バリキャップダイオード５〇八には、選局同調のための
制御電圧が端子５１．、Ａ及び抵抗５２八を介し印加さ
れている。
に接続されたコンデンサ４５Ａとコイル４６Ａとより成
る並列共振回路を主要部とするものでアリ、１−ランジ
スタ３１Ａのコレクタとトランジスタ３２Ａのベースと
の間をコンデンサ４ＴＡを介して接続し、共振回路１４
Ａの共振周波数成分を正帰還することによシ、発振動作
を行なわせている。また、トランジスタ３１へのベース
には、コンデンサ４８Ａが接続されている。さらに、テ
レビジョンチューナの局部発振回路として使用されるこ
とより、選局周波数に応じて発振周波数を変化させるた
めの構成として、上記並列共振回路のコンデン′リ−４
５Ａに対して並列に、コンデンサ４９へとバリキャノフ
゛ダイオード５０Ａとの直列回路を接続している。この
バリキャップダイオード５〇八には、選局同調のための
制御電圧が端子５１．、Ａ及び抵抗５２八を介し印加さ
れている。
次に、第１の発振回路３０Ａ１ＪΔらの発振出力は、バ
ッファとなるエミッタ共通接続された一対のトランジス
タ５５Ａ、５６Ａを介し、電流出力として取り出してい
る。すなわち、光振動作用の差動アンプであるトランジ
スタ３１Ａ、３２Ａの各ベースには、上記一対のトラン
ジスタ５５Ａ、５６への各ベースが、そ７１ぞれ接続さ
Ｊｌており、こ才ｔらのトランジスタ５５Ａ、５６Ａの
共通接続されたエミッタには定電流源となるトランジス
タ５７Ａ及び抵抗の直列回路が接続されている。このよ
うな一対のトランジスタ５５Ａ、５６Ａの各コレクタか
らの出力電流は、第１１第２の発振回路３〇八＋３ｏＢ
に対し、共通に１個だけ設けらｔｌだ電流−電圧変換回
路６０に送られて、電圧出力に変換され、例えば二重平
衡変調器構成を有する上記混合器（ミキサ回路）３に供
給される。
ッファとなるエミッタ共通接続された一対のトランジス
タ５５Ａ、５６Ａを介し、電流出力として取り出してい
る。すなわち、光振動作用の差動アンプであるトランジ
スタ３１Ａ、３２Ａの各ベースには、上記一対のトラン
ジスタ５５Ａ、５６への各ベースが、そ７１ぞれ接続さ
Ｊｌており、こ才ｔらのトランジスタ５５Ａ、５６Ａの
共通接続されたエミッタには定電流源となるトランジス
タ５７Ａ及び抵抗の直列回路が接続されている。このよ
うな一対のトランジスタ５５Ａ、５６Ａの各コレクタか
らの出力電流は、第１１第２の発振回路３〇八＋３ｏＢ
に対し、共通に１個だけ設けらｔｌだ電流−電圧変換回
路６０に送られて、電圧出力に変換され、例えば二重平
衡変調器構成を有する上記混合器（ミキサ回路）３に供
給される。
ここで、電流−電圧変換回路６０は、一対のＮＰＮ型ト
ランジスタ６１．６２の各ベースを共通接続シ、ベース
バイアス用の分圧抵抗６３．６４の分圧出力端子に接続
するとともに、この共通ベースをコンデンサ６５を介し
て交流−的に接地している。上記バッファとなる一対の
トランジスタ５５ Ａ ｒ ｓ ６Ａの各コレクタから
の電流出力は、電流−電圧変換回路６０の各ベース接地
トランジスタ６１．６２の各エミッタにそれぞれ供給さ
れることによって、これらのトランジスタ６１．６２が
いわゆるアクテイヴ負荷として作用し、上記各コレクタ
電流出力が電圧に変換されて、これらのトランジスタ６
１．６２の各エミッタより電圧出力がそれぞれ取り出さ
れる。また、第２の発振回路３０Ｂのバッファとなる一
対のトランジスタ５５Ｂｙ５６Ｂの各コレクタも、電流
−電圧変換回路６０の各ベース接地トランジスタ６１，
６２の各エミッタにそれぞれ接続されている。
ランジスタ６１．６２の各ベースを共通接続シ、ベース
バイアス用の分圧抵抗６３．６４の分圧出力端子に接続
するとともに、この共通ベースをコンデンサ６５を介し
て交流−的に接地している。上記バッファとなる一対の
トランジスタ５５ Ａ ｒ ｓ ６Ａの各コレクタから
の電流出力は、電流−電圧変換回路６０の各ベース接地
トランジスタ６１．６２の各エミッタにそれぞれ供給さ
れることによって、これらのトランジスタ６１．６２が
いわゆるアクテイヴ負荷として作用し、上記各コレクタ
電流出力が電圧に変換されて、これらのトランジスタ６
１．６２の各エミッタより電圧出力がそれぞれ取り出さ
れる。また、第２の発振回路３０Ｂのバッファとなる一
対のトランジスタ５５Ｂｙ５６Ｂの各コレクタも、電流
−電圧変換回路６０の各ベース接地トランジスタ６１，
６２の各エミッタにそれぞれ接続されている。
ここで、第１の発振回路３０Ａのそれぞれ定電流源とな
るトランジスタ５７Ａのベーストトラン−ジスタ３９Ａ
のベースとが接続され、これらのベースは切換スイッチ
５８の一方の切換端子５８２Ｌに接ワ゛シされている。
るトランジスタ５７Ａのベーストトラン−ジスタ３９Ａ
のベースとが接続され、これらのベースは切換スイッチ
５８の一方の切換端子５８２Ｌに接ワ゛シされている。
この切換スイッチ５８の他方の切換端子５８ｂは、第２
の発振回路３０Ｂ内のそれぞれ定電流源となるトランジ
スタ３９Ｂ、５７Ｂの各ベースに接続され、また、共通
端子５８Ｃはベースバイアス電圧源５９に接続されてい
る。
の発振回路３０Ｂ内のそれぞれ定電流源となるトランジ
スタ３９Ｂ、５７Ｂの各ベースに接続され、また、共通
端子５８Ｃはベースバイアス電圧源５９に接続されてい
る。
このＬＪＪ換スイッチ５８は、例えばトランジスタ等を
用いて成る電子切換スイッチにより構成してもよい。
用いて成る電子切換スイッチにより構成してもよい。
なお、前述した第１図のＰＬＬ系へのピンクアップ出力
は、例えば、電流−電圧変換回路６０のトランジスタ対
の一方のトランジスタ６１のコレクタに負荷となる抵抗
６６を接続し、この接続点よりコンデンサ６７を介して
取シ出して、第１図のバンファアンプ１５に供給するよ
うに構成すれば」二い。
は、例えば、電流−電圧変換回路６０のトランジスタ対
の一方のトランジスタ６１のコレクタに負荷となる抵抗
６６を接続し、この接続点よりコンデンサ６７を介して
取シ出して、第１図のバンファアンプ１５に供給するよ
うに構成すれば」二い。
」フ、」二のような構成を有する広帯域発振回路におい
て、例えば、第１の発振回路３〇八及び共振回路ＭＡに
よシ通常のＶＨＦ信号、例えば数十ＭＨｚ〜約２００Ｍ
Ｈｚの信号を受信するための局部発振周波数帯域を受け
持たせ、第２の発振回路３０Ｂ及び共振回路１４Ｂによ
シＣＡＴＶ信号、例えば約２００ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの
信号を受信するための局部発振周波数帯域を受け持たせ
るようにする。
て、例えば、第１の発振回路３〇八及び共振回路ＭＡに
よシ通常のＶＨＦ信号、例えば数十ＭＨｚ〜約２００Ｍ
Ｈｚの信号を受信するための局部発振周波数帯域を受け
持たせ、第２の発振回路３０Ｂ及び共振回路１４Ｂによ
シＣＡＴＶ信号、例えば約２００ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの
信号を受信するための局部発振周波数帯域を受け持たせ
るようにする。
そして、通常のＶＨＦ放送受信時には、切換スイッチ５
８を端子５８ ａ １ｔｌｌｌに切り換えて、第１の発
振回路３０Ａの各電流源となるトランジスタ３９Ａ及び
５７Ａのみを動作させ、また、ＣＡＴＶ放送受信時には
、切換スイッチ５８を端子５８ｂ側に切り換えて、第２
の発振回路３０Ｂの各電流源となるトランジスタ３９Ｂ
及び５７Ｂのみを動作させる。
８を端子５８ ａ １ｔｌｌｌに切り換えて、第１の発
振回路３０Ａの各電流源となるトランジスタ３９Ａ及び
５７Ａのみを動作させ、また、ＣＡＴＶ放送受信時には
、切換スイッチ５８を端子５８ｂ側に切り換えて、第２
の発振回路３０Ｂの各電流源となるトランジスタ３９Ｂ
及び５７Ｂのみを動作させる。
このような構成の広帯域発振回路によれば、各発振回路
３０Ａ、３０Ｂのそれぞれの発振周波数帯域を極端に広
くとらなくとも、これら全体としての発振出力周波数の
広帯域化が実現でき、チューナの局部発振回路に用いた
場合には、トラッキングのと９方が容易となる。また、
各発振回路３０Ａ、３０Ｂの電流源を選択的にオン、オ
フするだけで済み、切り換えが容易であシ、混合器等へ
の結合は、共通の電流−電圧変換回路６ｏを用いている
ため、回路を簡単化できる。しかも、発振出力の取り出
しは、発振器主要部の差動アンプを構成する一対のトラ
ンジスタ、例エバ３１ Ａ 、 ３２Ａの各ベースから
、差動トランジスタ対のバッファを介し、さらに共通の
電流−電圧変換回路６０を介して行なっているため、発
振回路とのアイソレーンヨンが良好に保て、発振動作に
悪影響を与えることがなく、安定した発振出力レベルが
得られるのみならず、混合器から見た電流−電圧変換回
路６０の出力インピーダンスが低く、平坦（フラツト）
で良好な周波数特性が得られる。
３０Ａ、３０Ｂのそれぞれの発振周波数帯域を極端に広
くとらなくとも、これら全体としての発振出力周波数の
広帯域化が実現でき、チューナの局部発振回路に用いた
場合には、トラッキングのと９方が容易となる。また、
各発振回路３０Ａ、３０Ｂの電流源を選択的にオン、オ
フするだけで済み、切り換えが容易であシ、混合器等へ
の結合は、共通の電流−電圧変換回路６ｏを用いている
ため、回路を簡単化できる。しかも、発振出力の取り出
しは、発振器主要部の差動アンプを構成する一対のトラ
ンジスタ、例エバ３１ Ａ 、 ３２Ａの各ベースから
、差動トランジスタ対のバッファを介し、さらに共通の
電流−電圧変換回路６０を介して行なっているため、発
振回路とのアイソレーンヨンが良好に保て、発振動作に
悪影響を与えることがなく、安定した発振出力レベルが
得られるのみならず、混合器から見た電流−電圧変換回
路６０の出力インピーダンスが低く、平坦（フラツト）
で良好な周波数特性が得られる。
ところで、発振回路の主要増幅器部分を共通化して、共
振回路のみを切り換えることも考えられるが、この場合
には切換部分での浮遊容量成分等の影響が大きく、発振
周波数が変動したシ、発振動作が不安定となったりして
好ましくなく、また回路設計上も共振回路の各定数の設
定が困難となる。また、各発振回路３０Ａ、３０Ｂのバ
ッファ用差動対のトランジスタ５５Ａ、５６Ａと５５Ｂ
。
振回路のみを切り換えることも考えられるが、この場合
には切換部分での浮遊容量成分等の影響が大きく、発振
周波数が変動したシ、発振動作が不安定となったりして
好ましくなく、また回路設計上も共振回路の各定数の設
定が困難となる。また、各発振回路３０Ａ、３０Ｂのバ
ッファ用差動対のトランジスタ５５Ａ、５６Ａと５５Ｂ
。
５６Ｂとを共通化することも考えられるが、これは各発
振回路３０Ａ、３０Ｂのメインのトランジスタ３’ｌＡ
と３１Ｂの各ベース、及びトランジスタ３２Ａと３２Ｂ
の各ベースが、それぞれ共通に接続されることになシ、
共振回路への影響が生ずることになって安定な発振動作
が行なえなくなる。
振回路３０Ａ、３０Ｂのメインのトランジスタ３’ｌＡ
と３１Ｂの各ベース、及びトランジスタ３２Ａと３２Ｂ
の各ベースが、それぞれ共通に接続されることになシ、
共振回路への影響が生ずることになって安定な発振動作
が行なえなくなる。
これに対して、本発明の実施例のように２個の発振回路
３０Ａ、３０Ｂの電流源をオン、オフ制御する場合には
、発振動作に悪影響を与えることなく切り換えが行なえ
る。
３０Ａ、３０Ｂの電流源をオン、オフ制御する場合には
、発振動作に悪影響を与えることなく切り換えが行なえ
る。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、例えば、３個以上の発振回路を切り換えるようにし
てもよく、また、テレビジョンチューナの局部発振回路
以外の広帯域発振回路に適用することも可能である。さ
らに、Ｐ’ＬＬ用のビックアンプ出力の取シ出しについ
ても、実施例のものに限定されず、ＰＬＬ系を使用しな
い発振回路の場合に該ビックアンプ出力が不要となるこ
とは勿論である。
く、例えば、３個以上の発振回路を切り換えるようにし
てもよく、また、テレビジョンチューナの局部発振回路
以外の広帯域発振回路に適用することも可能である。さ
らに、Ｐ’ＬＬ用のビックアンプ出力の取シ出しについ
ても、実施例のものに限定されず、ＰＬＬ系を使用しな
い発振回路の場合に該ビックアンプ出力が不要となるこ
とは勿論である。
本発明に係る広帯域発振回路によれば、発振動作用の主
要増幅器部分を含む発振回路を複数個用い、これらの発
振回路の各電流源を切り換えてオン、オフさせることに
より、選択された発振回路から所望の周波数の発振出力
を得るようにしているため、全体としての発振周波数範
囲を容易に広帯域化することができ、出力レベル低下等
の無い安定した発振動作が広帯域にわたって保たれる。
要増幅器部分を含む発振回路を複数個用い、これらの発
振回路の各電流源を切り換えてオン、オフさせることに
より、選択された発振回路から所望の周波数の発振出力
を得るようにしているため、全体としての発振周波数範
囲を容易に広帯域化することができ、出力レベル低下等
の無い安定した発振動作が広帯域にわたって保たれる。
また、上記各発振回路からの電流出力を、共通の市；流
−電圧変換回路を介して電圧出力として敗り出している
ため、回路を簡幣化できるとともに１、に配電流−電圧
変換回路の出力側から見た出力インピータ“ンスが低く
、周波数特性が良好となる。
−電圧変換回路を介して電圧出力として敗り出している
ため、回路を簡幣化できるとともに１、に配電流−電圧
変換回路の出力側から見た出力インピータ“ンスが低く
、周波数特性が良好となる。
＝＞１図は本発明に係る広帯域発振回路が適用されるテ
レビジョンチューナ回路の一例を示すブロック回路図、
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。 １４Ａ、１４Ｂ・・・共振回路 ３０Ａ、３０Ｂ・・・発振回路 ３１Ａ、３２Ａ、３１Ｂ、３２Ｂ・・・ＮＰ’Ｎ型トラ
ンジスタ ３９八、５γＡ、３９８．５γＢ・・・電流源となるト
ランジスタ ５８・・・切換スイッチ ６０・・・電流−電圧変換回路 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 １） 利゛ 榮 −
レビジョンチューナ回路の一例を示すブロック回路図、
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。 １４Ａ、１４Ｂ・・・共振回路 ３０Ａ、３０Ｂ・・・発振回路 ３１Ａ、３２Ａ、３１Ｂ、３２Ｂ・・・ＮＰ’Ｎ型トラ
ンジスタ ３９八、５γＡ、３９８．５γＢ・・・電流源となるト
ランジスタ ５８・・・切換スイッチ ６０・・・電流−電圧変換回路 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 １） 利゛ 榮 −
Claims (1)
- 発振周波数帯域が互いに異なり、発振出力がそ社それ電
流出力として取シ出される発振回路を少なくとも２つ設
け、これらの発振出力を共通の電流−電圧変換回路に供
給して電圧出力を得るようになし、上記各発揚回路の各
電流源をオン、オフ切換制御することによシ、選択され
た発振回路に応じた周波数帯域内の所望周波数の発振出
力を得ることを特徴とする広帯域発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58244282A JPS60137104A (ja) | 1983-12-26 | 1983-12-26 | 広帯域発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58244282A JPS60137104A (ja) | 1983-12-26 | 1983-12-26 | 広帯域発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60137104A true JPS60137104A (ja) | 1985-07-20 |
Family
ID=17116421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58244282A Pending JPS60137104A (ja) | 1983-12-26 | 1983-12-26 | 広帯域発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60137104A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6072371A (en) * | 1997-06-16 | 2000-06-06 | Trw Inc. | Quenchable VCO for switched band synthesizer applications |
-
1983
- 1983-12-26 JP JP58244282A patent/JPS60137104A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6072371A (en) * | 1997-06-16 | 2000-06-06 | Trw Inc. | Quenchable VCO for switched band synthesizer applications |
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