JPS598470Y2 - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は一石式リンギングチョーク型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおける出力電圧の安定化回路に関する。

一石式リンギングチョーク型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
入力コイルと帰還コイルと出力コイルとを有する変換ト
ランスと発振トランジスタとを有し、前記入力コイルは
発振トランジスタのコレクタ・エミツタを介して直流電
圧が入力される入力端子間に接続され、該発振トランジ
スタのベースはベース電流制限抵抗と起動抵抗との直列
回路を介して前記入力端子の一端に接続されるとともに
帰還コイルを介して前記入力端子の他端に接続され、該
帰還コイルに誘起された電圧で前記発振トランジスタを
発振させ出力コイルに接続された整流平滑回路の出力端
子に別の直流電圧を出力する様に構威されている。

従って、出力電圧の制御は帰還コイル等を用いて変換ト
ランスの一次側で行うため、負荷変動及び入力電圧変動
に対して出力電圧を安定に保つことが困難であるという
欠点を有していた。

本考案は上述の欠点を改善するためになされたもので、
出力電圧を検出して発振トランジスタのオフタイミング
を制御することにより出力電圧を安定化する回路を設け
た改善されたＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目
的とする。

第１図は本考案のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回
路図であって、Ｔは変換トランス、Ｔ１は入力コイル、
Ｔ２は帰還コイル、Ｔ３は出力コイル、１は発振トラン
ジスタ、Ｒ１はベース電流制限抵抗、Ｒ２は起動抵抗、
Ｄ１は帰還ダイオード、Ｃはペースキャリャ除去コンテ
゛ンサ、Ｄ２は整流ダイオード、Ｃ２は平滑コンデンサ
、２はスイッチ回路、２０は制御トランス、２１は第一
のスイッチングトランジスタ、２２は第二のスイッチン
グトランジスタ、３は制御回路、３１は出力電圧検出回
路、３２は基準電圧発生回路、３３は鋸歯状波発生回路
、３４は比較回路、４は直流電源である。

変換トランスＴは入力コイルＴ１と帰還コイルＴ２と出
力コイルＴ３とを有し、入力コイルＴ１は発振トランジ
スタ１のコレクタ・エミツタを介して直流電源４が入力
される入力端子間に接続されている。

発振トランジスタ１のベースは、ベース電流制限抵抗Ｒ
１と起動抵抗Ｒ２との直列回路を介して前記入力端子の
一端に接続されるとともに、前記ベース電流制限抵抗Ｒ
１及び帰還ダイオードＤ１とペースキャリャ除去コンデ
ンサＣ１との並列回路及び帰還コイルＴ２を介して前記
人力端子の他端に接続されている。

出力コイルＴ３はその一端が整流ダイオードＤ２を介し
て、他端はそのままＤＣ−ＤＣコンバータの出力端子に
接続され、該出力端子間は平滑コンデンサＣ２を介して
接続されている。

スイッチ回路２は前記変換トランスＴの一次側と二次側
を分離する制御トランス２０と第一のスイッチングトラ
ンジスタ２１と第二のスイッチングトランジスタ２２と
からなり、前記制御トランス２０の一次巻線２０’は抵
抗Ｒ３と前記第一のスイッチングトランジスタ２１のコ
レクタ・エミツタを介して前記出力端子間に接続され、
二次巻線２０“はその一端が第二のスイッチングトラン
ジスタ２２のエミツタ及び帰還コイルＴ２の両端間に接
続されたダイオードＤ３とコンテ゛ンサＣ３との直列回
路の該ダイオードＤ３とコンデンサＣ３との接続点、す
なわち負電位点に接続され、他端が第二のスイッチング
トランジスタ２２のベースに接続されてなり、該第二の
スイッチングトランジスタ２２のコレクタは前記発振ト
ランジスタ１のベースに接続されている。

なお、第２のスイッチングトランジスタ２２のエミツタ
は必ずしも負電位点に接続する必要はなく、発振トラン
ジスタ１のエミツタに接続しても良い。

制御回路３は抵抗Ｒ４とＲ５との分圧回路が前記出力端
子間に接続された出力電圧検出回路３１と、抵抗Ｒ６、
ダイオードＤ４、ツエナーダイオードＤ５との直列回路
が前記出力端子間に接続された基準電圧発生回路３２と
、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ４との直列回路が前記出力コ
イルＴ３の両端間に接続された鋸歯状波発生回路３３と
、比較回路３４とからなり、該比較回路３４は前記出力
電圧検出回路３１の電圧及び、前記基準電圧発生回路３
２の電圧と前記鋸歯状波発生回路３３の電圧とが重畳し
た鋸歯状基準電圧が入力され、前記出力電圧検出回路３
１の電圧が鋸歯状基準電圧を上回った時は高レベル信号
を、下回った時は低レベル信号を出力し、該出力端子は
抵抗Ｒ８を介して前記第一のスイッチングトランジスタ
２１のベースに接続されている。

又、該第一のスイッチングトランジスタ２１のべ−ス・
エミツタ間は前記発振トランジスタがオンのときオフ、
オフのときオンとなる第三のスイッチングトランジスタ
２３のコレクタ・エミツタを介して接続されている。

尚、前記出力端子の両端間に接続された制御トランス２
０の一次巻線２０′及び基準電圧発生回路３２は出力コ
イルＴ３とは別に設けられた図示しない出力コイルによ
り構或される出力端子間あるいは別の直流電源に接続さ
れていてもよい。

次に第２図を参照にして本考案のＤＣ−ＤＣコンバータ
の動作を説明する。

第２図は第１図に示した本考案のＤＣ−ＤＣコンバータ
の各部の波形図である。

図の■においてａ点電圧とｂ点電圧とが同一形状で示さ
れているが、そのレベルは変換トランスＴの巻数比に応
じて変化するものである。

又、ｔ１〜４，ｔｌ’〜４は夫々発振トランジスタ１の
オン期間、オフ期間に対応する。

上述の如く構或されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいては
、駆動の最初に当って、入力端子に直流電源４から直流
電圧が入力されると、起動抵抗Ｒ２及びベース電流制限
抵抗Ｒ１を介して■に示す如くｇ点電位が上昇し発振ト
ランジスタ１にベース電流が供給され、該発振トランジ
スタがオンとなり■に示す如くａ点電位が下降し、入力
コイルＴ１を介して■に示す如くコレクタ電流が流れ、
同時に帰還コイルＴ２に起電力を生じる。

その後ベース電流は主として帰還コイルＴ２に生じた起
電力により帰還ダイオードＤ１とペースキャリャ除去コ
ンテ゛ンサＣ１との並列回路を介して供給され、該ベー
ス電流の供給時間に従い発振トランジスタ１のコレクタ
電流は増加する。

次の段階でペースキャリャ除去コンデンサＣ１により発
振トランジスタ１のペースキャリャが抜かれ、該発振ト
ランジスタ１がオフとなるとのに示す如くａ点電位は上
昇し■に示す如くａ点電流は零となって変換トランスＴ
に蓄わえられたエネルギーが■に示す如く整流ダイオー
ドＤ２を通じて平滑コンデンサＣ２に放出され出力端子
間に別の直流電圧を出力する。

ここで、■のＣ点電圧は出力検出回路３１の出力電圧で
あって前記出力端子間の電圧に従って上昇ないし下降す
る。

又、ｄ点電圧は■に示すｂ点電圧を検出し、発振トラン
ジスタ１がオン期間は下降し、オフ期間は上昇する鋸歯
状波に基準電圧が重畳された鋸歯状基準電圧である。

従って■に示す如く比較回路３４の出力すなわちｅ点電
圧は出力電圧が・比較的高く、Ｃ点電圧が■のＣ１で示
す如く比較的高いレベルにある場合は、期間ｔ１におい
て、発振トランジスタ１がオンになると同時に下降を開
始する鋸歯状基準電圧が短時間でＣ点電圧を下回ること
になり、発振トランジスタがオンとなった後短時間で高
レベルとなり正のパルスを出力する。

又出力電圧が低くＣ点電圧が■のＣ２で示す如く低いレ
ベルにある場合は期間ｔ２に示す如く鋸歯状基準電圧は
長時間を要してＣ点電圧を下回ることになり発振トラン
ジスタ１がオンとなった後長時間を経て高レベルとなり
正のパルスを出力する。

次に第三のスイッチングトランジスタ２３のコレクタが
接続された第一のスイッチングトランジスタ２１のベー
ス電位すなわち■のｆ点電圧は、発振トランジスタ１の
オフ期間は前記第三のスイッチングトランジスタ２３が
オンとなるため略接地電位となり、発振トランジスタ１
のオン期間のうち比較回路３４の出力すなわちｅ点電圧
が高レベルのときのみ高レベルとなる。

したがって発振トランジスタ１のオン期間において鋸歯
状基準電圧すなわちｄ点電圧がＣ点電圧を下回ると同時
に高レベルとなり第一のスイッチングトランジスタ２１
をオンにするとともに制御トランス２０を介して第二の
スイツチングトランジスタ２２をオンにし、発振トラン
ジスタ１のベースを負に深くバイアスし該発振トランジ
スタ１をオフ期間に移行させる。

従って出力電圧が比較的高い場合は発振トランジスタ１
のオン期間を短縮し、出力電圧が低い場合は発振トラン
ジスタ１のオン期間を延長する方向に働くため出力電圧
は安定化される。

又、出力電圧が負荷の急変などにより大巾に上昇し、■
のＣ点電圧がＣ３に示す如く鋸歯状基準電圧の最大値を
上回ったときはｅ点電圧は高レベルになったままとなる
が、このような状態においてもｆ点電圧は期間ｔ３に示
す如く発振トランジスタ１がオンになると高レベルとな
り、第一のスイツチングトランスジスタ２１をオンにす
るとともに制御トランス２０を介して第二のスイッチン
グトランジスタ２２をオンにして発振トランジスタ１の
ベース電位を負に深くバイアスし、該発振トランジスタ
１のオン期間を一瞬のうちに終了させ出力電圧を安定化
する。

このように本考案のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては出
力電圧を検出して鋸歯状基準電圧と比較することにより
発振トランジスタのオフタイミングを制御し、又、検出
した出力電圧が鋸歯状基準電圧の最大値を上回った時は
発振トランジスタのオン期間を一瞬のうちに終了させる
ことにより出力電圧を極めて安定に保つことができると
いう優れた効果を有している。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案のＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回
路図であって、第２図はその各部の波形図である。 Ｔ・・・変換トランス、Ｔ１・・・入力コイル、Ｔ２・
・・帰還コイル、Ｔ３・・・出力コイル、１・・・発振
トランジスタ、２・・・スイッチ回路、３・・・制御回
路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 変換トランスに直列的に接続された発振トランジスタの
   出力側から人力側に、前記変換トランスの巻線を通して
   正帰還をかけて、該発振トランジスタに自励発振動作を
   させ、その自励発振動作によって前記変換トランスを通
   して入力される直流入力をスイッチングすると同時に、
   該発振トランジスタのオン期間に前記変換トランスの他
   の巻線に蓄積されたエネルギを、次のオフ期間に整流し
   て直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記直流出力電圧を検出する出力電圧検出回路、前記発
   振トランジスタのオン，オフに同期した鋸歯状波を発生
   させる鋸歯状波発生回路及び前記出力電圧検出回路から
   与えられる検出信号を、前記鋸歯状波発生回路の鋸歯状
   波出力を重畳させた基準電圧と比較して前記直流出力電
   圧に応じた幅のパルスを出力する比較回路を備えて構或
   された制御回路と、前記発振トランジスタのベース入力
   回路に並列的に接続されるスイッチトランジスタを備え
   、該スイッチトランジスタを、前記制御回路から与えら
   れる前記パルス出力と前記発振トランジスタのオンに同
   期する信号との論理積信号？よって駆動して、前記発振
   トランジスタのオフタイミングを制御するスイッチ回路
   とを備えることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。