JPS597479A - 溶接用電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチング用トランジスタにより直流電源
を開閉して出力を調整する方式の溶接用電源に関するも
のである。

従来、アーク溶接に用いられる電源としては、商用交流
を適当に電圧調整した後、適当な内部インピーダンスを
介して直接あるいは整流して直流として溶接負荷に供給
するものがほとんどであった。しかし、近年商用交流を
一旦直流に変換して後、スイッチングトランジスタによ
り出力調整するチョッパ式あるいはトランジスタインバ
ータニより高周波交流に変換して後に整流して直流出力
を得るインバータ式の溶接電源が提案されており、出力
調整精度の優秀さと出力波形選定の容易さから実用化が
急がれている。特にインバータ式においては、動作周波
数を高周波にすることによって変圧器や出力整流後の平
滑回路を小形化することができるので装置全体を小形、
軽量化できることから有望視されているものである。し
かるに、これらスイッチングトランジスタにより出力調
整を行うものにおいては、出力端子の短絡や変圧器鉄心
の磁気飽和が発生したときに過電流が流れてトランジス
タが破壊されやすい。特に、アーク溶接に用いるときに
は、出力端子の短絡は通常のこととして発生し、また極
く短時間の短絡や開放がくりかえし発生することが多く
、さらにスイッチング用トランジスタの導通遮断速度の
バラツキなどによって、インバータの正負において出力
電流のアンバランスが発生しやすく、変圧器に直流電流
が流れて磁気飽和が発生しやすい。したがって、これら
の各原因に基づく過電流に対してスイッチングトランジ
スタを十分に保護することが、この°種の溶接電源にお
いて重要な要件となる。通常、これらの過電流に対して
は、スイッチングトランジスタに流れる電流を検出して
これが制限値を超えたときに過電流発生と判断しトラン
ジスタを遮断する方法が行なわれており、また変圧器を
含む回路の磁気飽和に対しては主回路に直列コンデンサ
を接続して直流分の発生そのものを防止することも行な
われている。これらのうち電流検出によるものは、チョ
ッパ式およびインバータ式のいずれにおいてもスイッチ
ングによって出力が調整されるものであるために、波高
値は常に一定であるから出力電流の平均値を検出してこ
れを限界値と比較することが必要となる。このためには
、電流検出回路に平滑回路のような一次遅れ要素を設け
ることが必須となり、応答速度が遅く正確な保護ができ
ない。特に、アーク溶接用電源においては、出力電流が
数１００アンペアを超える程の大電流となるので、スイ
ッチング用トランジスタは、通常多数を並列に接続して
電流容量を賄うことになり、少しの過電流が発生しても
個々のトランジスタの許容量をはるかに超過することに
なって容易に破壊されてしまう。この理由は、一般にス
イッチング用トランジスタはベース電流を十分に供給し
て特性曲線のうち飽和領域にて動作するように設計され
ている。したがって、このときの出力電流はベース電流
には無関係に負荷のインピーダンスによって定まる値と
なる。ところが、出力短絡などによって負荷の実効イン
ピーダンスが著しく低下すると、トランジスタの特性曲
線に対して負荷曲線が急勾配で立上った形となって、供
給されているベース電流に対して動作点が飽和領域から
能動領域に移動することになる。通常、多数が並列に接
続されているトランジスタは、その飽和領域で動作して
いる限りにおいては、出力電流は負荷によって定まるの
でそれぞれのトランジスタの負担は個々の電流増幅率の
差によらずほとんど差は生じない。しかし、動作点が能
動領域に移ると電流増幅率の差が直接負担の差となって
現われる。

しかも、各トランジスタは並列に接続されているために
コレクタ・エミッタ間電圧は等しい値となり、このため
電流増幅率の大なるトランジスタに増々負担がかかるこ
とになり、始めに最も大きな電流増幅率のトランジスタ
が破壊されて、この分が池のトランジスタの負担増を引
起して順次雪崩式に破壊が進行してゆくことになる。し
たがって、過電流が発生したときには、直ちに電流を遮
断しないと保護の意味が無い。一方、直列コンデンサに
より変圧器の直流励磁を防止して磁気飽和を防止する方
式のものは、出力電流を流し得るだけの大容量でしかも
高周波のコンデンサを設けることが必要で非常に高価な
ものとなる。しかも、このコンデンサは直流分の阻止に
対してのみ効果があり、出力短絡のような正負バランス
した状態における過電流に対しては何ら効果はなく、こ
のための別途保護回路が必要となりさらに高価となり不
経済である。

本発明は、過電流が発生したときには、スイッチングト
ランジスタが能動領域に達してコレクタ・エミッタ間の
電圧が上昇することに着目し、この電圧が限界値を超え
たときにトランジスタを遮断して破壊から保護するよう
にしたもので、前述のいずれの原因に基づく過電流に対
しても有効な保護回路を設けた溶接用電源を提供したも
のである。

第１図は本発明をプッシュプル式インバータに適用した
ときの実施例を示す接続図である。同図において、１は
一次巻線にセンタータップを設けた変圧器、２ａ、２ｂ
はスイッチング用トランジスタであり変圧器１の一次巻
線とトランジスタ２ａ゛。

２１）とは直流電源ＥＯとともにプッシュプル式インバ
ータ回路を構成している。またこのトランジスタは、要
求される出力電流に応じて必要個数が並列接続されるこ
ともあるが、図ではこれを一つで示しである。３ａ　、
３ｂはトランジスタ２ａ、２ｂの駆動回路、４は制御信
号発生回路であり、トランジスタ２ａ　、２ｂを交互に
導通、遮断するための信号を発生する。５ａ、５ｂはト
ランジスタ２ａ。

２ｂのコレクタ・エミッタ間の電圧を検出し基準値以上
に上昇したときに出力を発生する検出回路、５ａ、５ｂ
は検出回路５ａ、５ｂの出力を受けてトランジスタ２ａ
　、２ｂに逆バイアスを供給する逆バイアス回路である
。また７は必要に応じて整流回路、平滑回路などを含む
溶接負荷である。第２図の実施例において、正常時には
制御信号発生回路４からの出力に応じて駆動回路３ａ、
３ｂはそれぞれトランジスタ２ａ、２ｂを交互に導通、
遮断を行なわせる。このとき検出回路５ａ　、５ｂは、
それぞれトランジスタ２ａ、２ｂに対する導通−信号が
消滅してコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇し始めて基
準値を超えるとこれを検出して出力を発生し、逆バイア
ス回路５ａ、５ｂがそれぞれトランジスタ２ａ　、２ｂ
のベース回路に逆バイアス電圧を供給して遮断速度を速
める。このような動作中において、変圧器１の磁気飽和
や負荷の短絡などが発生すると、各トランジスタ２ａ　
、　２ｂを流れる電流は急増する。この電流はベース電
流によって定まる特性曲線に従って増加することになる
が、この電流が飽和点を超える値にまで達するとトラン
ジスタの動作点は飽和領域から能動領域に移行し、この
ためコレクタ電流のわずかな増加に対してもコレクダ・
エミッタ間の電圧は特性曲線に沿って急増することにな
る。したがって、トランジスタの導通期間の途中におい
て磁気飽和や短絡などが発生して負荷のインピーダンス
が急減したときには、トランジスタのコレクタ・エミッ
タ間の電圧が上昇するのでこれを検出回路５ａ。

５ｂにて検出して逆バイアス回路５ａ、５ｂに指令を発
し、トランジスタ２ａ　、２ｂのベース回路に逆バイア
スを供給してこれを遮断する。

第１図の実施例においては検出回路の出力を直接逆バイ
アス回路に供給したが、このようにするときは、異常検
出時にトランジスタが逆バイアス回路の出力によって遮
断されるときに、ベース電流の減少速度とコレクタ・エ
ミッタ間電圧の上昇速度やあるいは検出回路や逆バイア
ス回路の応答速度などの相互関係によっては若干不安定
になることが予想される。このような場合には、検出回
路または逆バイアス回路にコレクタ・エミッタ間電圧が
基準値より高くなったときから一定時間の間は、その出
力が継続するようにモノマルチバイブレークなどの時限
回路を設けることが望ましい。

また第１図の実施例においては、正常時には各トランジ
スタは導通信号の消滅によって遮断動作を開始し、これ
によってコレクタ・エミッタ間の電圧が上昇して基準値
を超えた時点で逆バイアスがベース回路に供給されるこ
とになる。したがって、正常動作時には、トランジスタ
の遮断速度はそれほど改善されていない。そこで第１図
の実施例において破線にて示すように逆バイアス回路５
ａ。

６ｂの入力信号としてそれぞれ対応するトランジスタの
導通信号の消滅を示す信号、即ち導通信号の反転信号を
検出回路５ａ、５ｂの各出力とともにそれぞれ供給すれ
ば、正常動作時におけるトランジスタ遮断時にも逆バイ
アス回路が有効に動作して、回路の保護とともにトラン
ジスタの遮断速度も上昇させることができ動作周波数を
より高い値に選定することができ、その分だけ出力調整
の精度を改善することができる。

第２図はこれらの点を考慮した本発明の別の実施例の要
部を示す接続図であり、同図においては、プッシュプル
式インバータの片方のみを示してあり、他方の回路およ
び変圧器の２次側は重複をさけるために省略しである。

したがって、実際の装置においては同図の左方に図と同
様の回路があり、さらに変圧器の２次側には出力巻線と
負荷回路とが設けられている。同図において、駆動回路
３ａは直流電源Ｅｌから電力を受ける抵抗器Ｒ３１ない
し１（３４およびトランジスタＴＲ３１およびＴＲ３２
からなる非反転増幅回路によって構成されており、制御
信号発生回路４の出力をトランジスタ２ａの駆動に必要
なレベルにまで増幅する。検出回路５ａは直流電源Ｅ１
の出力電圧を分圧して基準電圧ｅｒを得る抵抗器Ｒ５１
およびＲ５２、トランジスタ２ａのコレクタ・エミッタ
間の電圧を分圧して出力ｅ。

を得る抵抗器Ｒ５３およびＲ５４および基準電圧ｅｒと
検出電圧ｅｃ七を比較しｅ　ｃ　）−ｅ　ｒとなったき
きに出力を発生する比較器ＯＰ５とから構成されている
。また逆バイアス回路６ａは直流電源Ｅ２、検出回路５
ａの出力と制御信号発生回路４の出方とを入力とするＡ
ＮＤ回路６１、Ａ　Ｎ　Ｉ）回路６１の出力を入力とし
一定時間幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータ
６２、制御信号発生回路４の出力信号を反転するための
抵抗器Ｒ６１、Ｒ６２、定電圧ダイオードＺＤ６１およ
びトランジスタＴＲ６１からなる反転増幅回路およびモ
ノマルチバイブレータ６２とトランジスタＴＲ５１の出
力とを入力とし、いずれかの出力を受けたときにトラン
ジスタ２ａのベースに直流型ｇ　Ｅ２の電圧を逆極性で
印加する抵抗器Ｒ６３、Ｒ６４およびトランジスタＴＲ
６２からなるＯＲ回路とから構成されている。

第２図の実施例の動作を第３図の説明図によって説明す
る。第３図は第２図の実施例における各部の電圧、電流
の変化を示す説明図であり、同図において（ａ）は制御
信号発生回路４の出力に相当する第２図のＡ点の電圧変
化、（ｂ）は第２図の抵抗器Ｒ５３と抵抗器Ｒ５４との
接続点Ｂの電圧即ちトランジスタ２ａのコレクタ・エミ
ッタ間電圧の変化、（Ｃ）はトランジスタ２ａのコレク
タ電流Ｉｃ、（ｄ）は検出回路５ａの出力、（ｅンはモ
ノマルチバイブレータ６２の出力、（ｆ）はトランジス
タ２ａのベース回路に供給される電圧の変化をそれぞれ
示す。正常動作時においては制御信号発生回路４から駆
動回路３ａに供給される導通指令信号が供給されるまで
はトランジスタＴＲ６１が遮断となるためにトランジス
タＴＲ６２は導通しており、このためトランジスタ２ａ
のベースは直流電源Ｅ２の負極に接続されたことになり
逆バイアス状態となっている。制御信号発生回路４から
導通指令信号が供給されると入力信号に応じて駆動回路
３ａのトランジスラダｌ″Ｒ３１が導通し、これに従っ
てトランジスタ２ａが導通して直流電源Ｅｏ、変圧器１
の一次巻線、トランジスタ２ａの回路に電流が流れる。

制御信号発生回路４の出力がなくなるとトランジスタ″
ｎｔ６１は再び遮断されてトランジスタｘＴ’Ｒ６２が
導通し、トランジスタ２ａのベース回路を逆バイアスし
、これを急速に遮断する。このような動作をくりかえす
途中において、第３図の時刻Ａに示すように制御信号発
生器４からの導通信号がある間に何らかの原因でトラン
ジスタ２ａのコレクタ電流が増大してコレクタ・エミッ
タ間の電圧ｅｃが上昇すると比較器ＯＰ５はｅ　ｃ　）
　ｅ　ｒとなった時点で正信号を出力する。このとき制
御信号発生回路４からの出力が継続しているので、ＡＮ
Ｄ回路６１は開きモノマルチバイブレータ６２を起動す
る。モノマルチバイブレータ６２は一定時間幅のパルス
を出力しトランジスタ６２を導通させて制御信号発生回
路４からの出力継続中にもかかわらずトランジスタ２ａ
のベースを直流電源Ｅ２の負極に接続して逆バイアス電
圧を印加し、トランジスタ２ａを急速に遮断する。この
結果、トランジスタ２ａのコレクタ電流は零となり異常
電流によって破壊されることが防止される。

なおＡＮＤ回路６１は、必らずしも設ける必要はなく省
略してもよいが、この場合には、モノマルチバイブレー
ク６２は制御信号発生回路４の遮断信号毎に出力を発生
するので、その出力パルスの幅は制御信号発生回路４の
遮断信号の最短よりも短い値にしておくことが必要であ
る。また一度でも異常が発生したときには、これを保持
して以後の通電を停止させることが望ましいときにはモ
ノマルチバイブレータ６２にかえてＲ＋　Ｓフリツいた
後にリセットするための外部リセット信号を入力するた
めの回路を設けるべきであるのはもちろんである。

さらに上記実施例においては、プッシュプル式インバー
タについてのみ説明したが、本発明はこれに限られるも
のではなく１石式あるいはブリッジ式など他の方式のイ
ンバータまたはチョッパ式の溶接電源にも適用し得るも
のであ１す、またその出力様式としては交流式あるいは
整流回路を設け′句１１ｔ′本 て直流出力とするも−６１【禾適用し得るものである。

以上のように本発明によるときは、スイッチング用トラ
ンジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を検出して、こ
の上昇によってベース回路に逆バイアスを印加して異常
時の保護を行うようにしたので、出力調整範囲が数アン
ペアの小電流から１０００アンペア近くまであり、かつ
出力端子の短絡が発生しやすいアーク溶接用電源におい
ても出力電流の設定値にかかわらず保護回路を小容量の
トランジスタ、抵抗器、ダイオードなどの部品で構成す
ることができるので、小形、安価でかつ動作の確実なも
のが得られる。またスイッチング用トランジスタの導通
信号の消滅時にも、同じ逆バイアス回路を動作させる場
合には、より高速のスイッチングが可能となり、スイッ
チング損失を軽減でき高能率となるばかりでなく、遮断
に要する時間が短くなるのでくりかえし周波数を高くす
ることができ、その分だけ細かい出力調整が可能となる
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図は別の実
施例の要部を示す接続図、第３図は第２図の実施例にお
ける各部の電圧、電流の変化を示す説明図である。 ２ａ、２ｂ・・・スイッチング用トランジスタ、３ａ。 ３ｂ・・・駆動回路、５ａ、５ｂ・・・検出回路、５ａ
、６ｂ・・・逆バイアス回路、６１・・・ＡＮＤ回路、
６２・・・モノマルチバイブレータ。 代理人　弁理士　　　中　　井　　　　宏第２図 第８図 手続補正書（自発） 昭和５７年８月５８ １、事件の表示 昭和５７年特許願第１１７３２１号 ２、発明の名称 溶接用電源 ３、補正する者 事件との関係　　特　許　出　願　人 大阪市淀用区田用２丁目１番１１号 （０２Ｂ）　　大阪変圧器株式会社 ４、代理人 住　所　　〒５３２　　大阪市淀用区田用２丁目１番１
１号［連絡先　電話　（０６）　３０１−１２１２］５
、補正命令の日付　　　　自　　発 ６、補正の対象　　　　　「図　　面」手続ンｍ正書（
自発） １、事件の表示 昭和５７年特許願第１１７３２１号 ２、発明の名称 溶接用電源 ３、補正する者 事件との関係　　特　許　出　願　人 大阪市淀用区田用２丁目１番１１号 （０２６）　　大阪変圧器株式会社 ４、代理人 住　所　　〒５３２　　大阪市淀用区田用２丁目１番１
１＠５、補正命令の日付　　　　自　　発

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電源と、前記直流電源と負荷との間に接続され
   たスイッチング用トランジスタと、前記トランジスタに
   導通信号を供給するための駆動回路と、前記トランジス
   タのコレクタ・エミッタ間電圧を検出し検出電圧が一定
   値を超えたときに出力を発生する検出回路と、前記検出
   回路の出力を入力とし前記トランジスタのベース回路に
   逆バイアスを供給する逆バイアス回路とを具備した溶接
   ′用電源。 ２、前記逆バイアス回路は、前記検出回路の出力を受け
   たときから所定の時間幅の逆バイアスパルスを供給する
   回路である特許請求の範囲第１項に記載の溶接用電源。 ３、前記逆バイアス回路は、前記駆動回路からの前記ト
   ランジスタ導通信号と前記検出回路の出力とを入力とす
   るＡＮＤ回路と、前記ＡＮＤ回路の出力により所定時間
   幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータとを含む
   回路である特許請求の範囲第１項に記載の溶接用電源。 ４、直流電源と、前記直流電源と負荷との間に接続され
   たスイッチング用トランジスタと、前記トランジスタに
   導通信号を供給するための駆動回路と、前記トランジス
   タのコレクタ・エミッタ間電圧が一定レベルを超えたと
   きに出力を発生する検出回路と、前記駆動回路の出力お
   よび前記検出回路の出力を入力とし前記駆動回路のトラ
   ンジスタ導通信号の消滅時および前記検出回路の出力発
   生時に前記トランジスタのベース回路に逆バイアスを印
   加する逆バイアス回路とを具備した溶接用電源。 ５、前記逆バイアス回路は、前記検出回路の出力を受け
   たときから所定の時間幅の逆バイアスパルスを供給する
   回路である特許請求の範囲第４項に記載の溶接用電源。 ６、前記逆バイアス回路は、前記駆動回路からの前記ト
   ランジスタ導通信号と前記検出回路の出力とを入力とす
   るＡＮＤ回路と、前記ＡＮＤ回路の出力により所定時間
   幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータと、前記
   駆動回路からの前記トランジスタ非導通信号と前記モノ
   マルチバイブレータの出力とを入力とするＯＲ回路と、
   前記ＯＲ回路の出力により前記トランジスタの導通を遮
   断する極性の電圧を出力する逆電圧発生回路とからなる
   特許請求の範囲第４項に記載の溶接用電源。