JPH0470115B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイツチング用トランジスタにより
直流電源を開閉して出力を調整する方式の溶接用
電源に関するものである。

従来、アーク溶接に用いられる電源としては、
商用交流を適当に電圧調整した後、適当な内部イ
ンピーダンスを介して直接あるいは整流して直流
として溶接負荷に供給するものがほとんどであつ
た。しかし、近年商用交流を一旦直流に変換して
後、スイツチングトランジスタにより出力調整す
るチヨツパ式あるいはトランジスタインバータに
より高周波交流に変換して後に整流して直流出力
を得るインバータ式の溶接電源が提案されてお
り、出力調整精度の優秀さと出力波形選定の容易
さから実用化が急がれている。特にインバータ式
においは、動作周波数を高周波にすることによつ
て変圧器や出力整流後の平滑回路を小形化するこ
とができるので装置全体を小形、計量化できるこ
とから有望視されているものである。しかるに、
これらスイツチングトランジスタにより出力調整
を行うものにおいては、出力端子の短絡や変圧器
鉄心の磁気飽和が発生したときに過電流が流れて
トランジスタが破壊されやすい。特に、アーク溶
接に用いるときには、出力端子の短絡は通常のこ
ととして発生し、また極く短時間の短絡や解放が
くりかえし発生することが多く、さらにスイツチ
ング用トランジスタの導通遮断速度のバラツキな
どによつて、インバータの正負において出力電流
のアンバランスが発生しやすく、変圧器に直流電
源が流れ磁気飽和が発生しやすい。したがつて、
これらの各原因に基づく過電流に対してスイツチ
ングトランジスタを十分に保護することが、この
種の溶接電源において重要な要件となる。通常、
これらの過電流に対しては、スイツチングトラン
ジスタに流れる電流を検出してこれが制限値を超
えたときに過電流発生と判断しトランジスタを遮
断する方法が行なわれており、また変圧器を含む
回路の磁気飽和に対しては主回路に直列コンデン
サを接続して直流分の発生そのものを防止するこ
とも行なわれている。これらのうち電流検出によ
るものは、トランジスタを流れるスイツチング電
流波形を高速度で精度よく検出する必要があるた
めに、高価な電流検出器を必要とする欠点があつ
た。特に、アーク溶接用電源においては、出力電
流が数100アンペアを越える程の大電流となるの
で、スイツチング用トランジスタは、通常多数を
並列に接続して電流容量を賄うことになり、少し
の過電流が発生しても個々のトランジスタの許容
量をはるかに超過することになつて容易に破壊さ
れてしまう。この理由は、一般にスイツチング用
トランジスタはベース電流を十分に供給して特性
曲線のうち飽和領域にて動作するように設計され
ている。したがつて、このときの出力電流はベー
ス電流には無関係に負荷のインピーダンスによつ
て定まる値となる。ところが、出力短絡などによ
つて負荷の実効インピーダンスが著しく低下する
と、トランジスタの特性曲線に対して負荷曲線が
急勾配で立上がつた形となつて、供給されている
ベース電流に対して動作点が飽和領域から能動領
域に移動することになる。通常、多数が並列に接
続されているトランジスタは、その飽和領域で動
作しているかぎりにおいては、出力電流は負荷に
よつて定まるのでそれぞれのトランジスタの負担
は個々の電流増幅率の差によらずほとんど差は生
じない。しかし、動作点が能動領域に移ると電流
増幅率の差が直接負担の差となつて現われる。し
かも、各トランジスタは並列に接続されているた
めにコレクタ・エミツタ間電圧は等しい値とな
り、このため電流増幅率の大なるトランジスタに
増々負担がかかることになり、始めに最も大きな
電流増幅率のトランジスタが破壊されて、この分
が他のトランジスタの負担増を引起して順次雪崩
式に破壊が進行してゆくことになる。したがつ
て、過電流が発生したときには、直ちに電流を遮
断しないと保護の意味が無い。一方、直列コンデ
ンサにより変圧器の直流励磁を防止して磁気飽和
を防止する方式のものは、出力電流を流し得るだ
けの大容量でしかも高周波のコンデンサを設ける
ことが必要で非常に高価なものとなる。しかも、
このコンデンサは直流分の阻止に対してのみ効果
があり、出力短絡のような正負バランスした状態
における過電流に対しては何ら効果はなく、この
ための別途保護回路が必要となりさらに高価とな
り不経済である。

本発明は、過電流が発生したときには、スイツ
チングトランジスタが能動領域に達してコレク
タ・エミツタ間の順方向電圧が上昇することに着
目し、この電圧が限界値を越えたときにトランジ
スタを遮断して破壊から保護するようにしたもの
で、前述のいずれの原因に基づく過電流に対して
も有効な保護回路を設けた溶接用電源を供給した
ものである。

第１図は本発明をプツシユプル式インバータに
適用したときの実施例を示す接続図である。同図
において、１は一次巻線にセンタータツプを設け
た変圧器、２ａ，２ｂはスイツチング用トランジ
スタであり変圧器１の一次巻線とトランジスタ２
ａ，２ｂとは直流電源Ｅ０とともにプツシユプル
式インバータ回路を構成している。またこのトラ
ンジスタは、要求される出力電流に応じて必要個
数が並列接続されることもあるが、図ではこれを
一つで示してある。３ａ，３ｂはトランジスタ２
ａ，２ｂの駆動回路、４は制御信号発生回路であ
り、トランジスタ２ａ，２ｂを交互に導通、遮断
するための信号を発生する。５ａ，５ｂはトラン
ジスタ２ａ，２ｂのコレクタ・エミツタ間の順方
向電圧を検出し基準値以上に上昇したときに出力
を発生する検出回路、６ａ，６ｂは検出回路５
ａ，５ｂの出力を受けてトランジスタ２ａ，２ｂ
に逆バイアスを供給する逆バイアス回路である。
また７は必要に応じて整流回路、平滑回路などを
含む溶接負荷である。第１図の実施例において、
正常時には制御信号発生回路４からの出力に応じ
て駆動回路３ａ，３ｂはそれぞれトランジスタ２
ａ，２ｂを交互に導通、遮断を行なわせる。この
とき検出回路５ａ，５ｂは、それぞれトランジス
タ２ａ，２ｂに対する導通信号が消滅してコレク
タ・エミツタ間の順方向電圧が上昇し始めて基準
値を越えるとこれを提供して出力を発生し、逆バ
イアス回路６ａ，６ｂがそれぞれトランジスタ２
ａ，２ｂのベース回路に逆バイアス電圧を供給し
て遮断速度を速める。このような動作中におい
て、変圧器１の磁気飽和や負荷の短絡などが発生
すると、各トランジスタ２ａ，２ｂを流れる電流
は急増する。この電流はベース電流によつて定ま
る特性曲線に従つて増加することになるが、この
電流が飽和点を越える値にまで達するとトランジ
スタの動作点は飽和領域から能動領域に移行し、
このためコレクタ電流のわずかな増加に対しても
コレクタ・エミツタ間の電圧は特性曲線に沿つて
急増することになる。したがつて、トランジスタ
の導通期間の途中において磁気飽和や短絡などが
発生して負荷のインピーダンスが急減したときに
は、トランジスタのコレクタ・エミツタ間の順方
向電圧が上昇するのでこれを検出回路５ａ，５ｂ
にて検出して逆バイアス回路６ａ，６ｂに指令を
発し、トランジスタ２ａ，２ｂのベース回路に逆
バイアスを供給してこれを遮断する。

第１図の実施例においては検出回路の出力を直
接逆バイアス回路に供給したが、このようにする
ときは、異常検出時にトランジスタが逆バイアス
回路の出力によつて遮断されるときに、ベース電
流の減少速度とコレクタ・エミツタ間の順方向電
圧の上昇速度やあるいは検出回路や逆バイアス回
路の応答速度などの相互関係によつては若干不安
定になることが予想される。このような場合に
は、検出回路または逆バイアス回路にコレクタ・
エミツタ間の順方向電圧が基準値より高くなつた
ときから一定時間の間は、その出力が継続するよ
うにモノマルチバイブレータなどの時限回路を設
けることが望ましい。

また第１図の実施例においては、正常時には各
トランジスタは導通信号によつて消滅によつて遮
断動作を開始し、これによつてコレクタ・エミツ
タ間の順方向電圧が上昇して基準値を越えた時点
で逆バイアスがベース回路に供給されることにな
る。したがつて、正常動作時には、トランジスタ
の遮断速度はそれほど改善されていない。そこで
第１図の実施例において逆バイアス回路６ａ，６
ｂの入力信号としてそれぞれ対応するトランジス
タの導通信号の消滅を示す信号、即ち導通信号の
反転信号を検出回路５ａ，５ｂの各出力とともに
それぞれ供給すれば、正常動作時におけるトラン
ジスタ遮断時にも逆バイアス回路が有効に動作し
て回路の保護とともにトランジスタの遮断速度も
上昇させることができ、トランジスタの遮断に要
する時間を短くできるのでトランジスタのOFF
期間を短く設定することができることになり、こ
れによつて動作周波数をより高い値に設定するこ
とができ、その分だけ出力調整の精度を改善する
ことができる。

第２図はこれらの点を考慮した本発明の別の実
施例の要部を示す接続図であり、同図において
は、プツシユプル式インバータの片方のみを示し
てあり、他方の回路および変圧器の２次側は重複
をさけるために省略してある。したがつて、実際
の装置においては同図の左方に図と同様の回路が
あり、さらに変圧器の２次側には出力巻線と負荷
回路とが設けられている。同図において、駆動回
路３ａは直流電源Ｅ１から電力を受ける抵抗器Ｒ
３１ないしＲ３４およびトランジスタTR３１お
よびTR３２からなる非反転増幅回路によつて構
成されており、制御信号発生回路４の出力をトラ
ンジスタ２ａの駆動に必要なレベルにまで増幅す
る。検出回路５ａは直流電源Ｅ１の出力電圧を分
圧して基準電圧erを得る抵抗器Ｒ５１およびＲ５
２、トランジスタ２ａのコレクタ・エミツタ間の
電圧を分圧して出力ecを得る抵抗器Ｒ５３および
Ｒ５４および基準電圧erと検出電圧ecとを比較し
ec＞erとなつたときに出力を発生する比較器OP
５とから構成されている。また逆バイアス回路６
ａは直流電源Ｅ２、検出回路５ａの出力と制御信
号発生回路４の出力とを入力とするAND回路６
１、AND回路６１の出力を入力として一定時間
幅のパルスを発生するモノマルチバイブレータ６
２、制御信号発生回路４の出力信号を反転するた
めの抵抗器Ｒ６１，Ｒ６２、低電圧ダイオード
ZD６１およびトランジスタTR６１からなる反転
増幅回路およびモノマルチバイブレータ６２とト
ランジスタTR６１の出力とを入力とし、いずれ
かの出力を受けたときにトランジスタ２ａのベー
スに直流電源Ｅ２の電圧を逆極性で印加する抵抗
器Ｒ６３，Ｒ６４およびトランジスタTR６２か
らなるOR回路とから構成されている。

第２図の実施例の動作を第３図の説明図によつ
て説明する第３図は第２図の実施例における各部
の電圧、電流の変化を示す説明図であり、同図に
おいてａは制御信号発生回路４の出力に相当する
第２図のＡ点の電圧変化、ｂは第２図の抵抗器Ｒ
５３と抵抗器Ｒ５４との接続点Ｂの電圧即ちトラ
ンジスタ２ａのコレクタ・エミツタ間電圧の変
化、ｃはトランジスタ２ａのコレクタ電流Ic、ｄ
は検出回路５ａの出力、ｅはモノマルチバイブレ
ータ６２の出力、ｆはトランジスタ２ａのベース
回路に供給される電圧の変化をそれぞれ示す。正
常動作時においては制御信号発生回路４から駆動
回路３ａに供給される導通指令信号が供給される
まではトランジスタTR６１が遮断となるために
トランジスタTR６２は導通しており、このため
トランジスタ２ａのベースは直流電源Ｅ２の負極
に接続されたことになり逆バイアス状態となつて
いる。制御信号発生回路４から導通指令信号が供
給されると入力信号に応じて駆動回路３ａのトラ
ンジスタTR３１が導通し、これに従つてトラン
ジスタ２ａが導通して直流電源Ｅ０、変圧器１の
一次巻線、トランジスタ２ａの回路に電流が流れ
る。制御信号発生回路４の出力がなくなるとトラ
ンジスタTR６１は再び遮断されてトランジスタ
TR６２が導通し、トランジスタ２ａのベース回
路を逆バイアスし、これを急速に遮断する。この
ような動作をくりかえす途中において、第３図の
時刻Ａに示すように制御信号発生器４からの導通
信号がある間に何らかの原因でトランジスタ２ａ
のコレクタ電流が増大してコレクタ・エミツタ間
の順方向電圧ecが上昇すると比較器OP５はec＞
erとなつて時点で正信号を出力する。このとき制
御信号発生回路４からの出力が継続しているの
で、AND回路６１は開きモノマルチバイブレー
タ６２を起動する。モノマルチバイブレータ６２
は一定時間幅のパルスを出力しトランジスタ６２
を導通させて制御信号発生回路４からの出力継続
中にもかかわらずトランジスタ２ａのベースを直
流電源Ｅ２の負極に接続して逆バイアス電圧を印
加し、トランジスタ２ａを急速に遮断する。この
結果、トランジスタ２ａのコレクタ電流は零とな
り異常電流によつて破壊されることが防止され
る。

なお、一度でも異常が発生したときには、これ
を保持して以後の通電を停止させることが望まし
いときにはモノマルチバイブレータ６２にかえて
Ｒ−Ｓフリツプフロツプ回路のようなラツチ機能
を有する回路を用いればよい。この場合には、一
つでも異常が発生すればすべてのトランジスタを
逆バイアスするようにし、また異常原因を取除い
た後にリセツトするための外部リセツト信号を入
力するための回路を設けるべきであるのはもちろ
んである。

さらに上記実施例においては、プツシユプル式
インバータについてのみ説明したが、本発明はこ
れに限られるものではなく１石式あるいはブリツ
ジ式など他の方式のインバータまたはチヨツパ式
の溶接電源にも適用し得るものであり、またその
出力様式としては交流式あるいは整流回路を設け
て直流出力とするもののいずれにも適用し得るも
のである。また上記実施例においては、モノマル
チバイブレータ６２の出力をトランジスタ２ａの
ベース回路Ｆに供給してトランジスタ２ａを遮断
するようにしたが、モノマルチバイブレータ６２
の出力を駆動回路３ａに供給してトランジスタ２
ａを遮断するようにしても良い。

以上のように本発明によるときは、スイツチン
グ用トランジスタのコレクタ・エミツタ間の順方
向電圧を検出して、この上昇によつてベース回路
に逆バイアスを印加して異常時の保護を行うよう
にしたので、出力調整範囲が数アンペアの小電流
から1000アンペア近くまであり、かつ出力端子の
短絡が発生しやすいアーク溶接用電源においても
出力電流の設定値にかかわらず保護回路を小容量
のトランジスタ、抵抗器、ダイオードなどの部品
で構成することができるので、小形、安価でかつ
動作の確実なものが得られる。またスイツチング
用トランジスタの導通信号の消滅時にも、同じ逆
バイアス回路を動作させる場合には、より高速の
スイツチングが可能となり、スイツチング損失を
軽減でき高能率となるばかりでなく、遮断に要す
る時間が短くなるのでスイツチングトランジスタ
のOFF期間を短くすることができ、これによつ
てくりかえし周波数を高くすることができ、その
分だけ細かい出力調整が可能となるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す接続図、第２図
は別の実施例の要部を示す接続図、第３図は第２
図の実施例における各部の電圧、電流の変化を示
す説明図である。 ２ａ，２ｂ……スイツチング用トランジスタ、
３ａ，３ｂ……駆動回路、５ａ，５ｂ……検出回
路、６ａ，６ｂ……逆バイアス回路、６１……
AND回路、６２……モノマルチバイブレータ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源と、前記直流電源と負荷との間に並
   列接続された複数のスイツチング用トランジスタ
   と、前記各トランジスタに導通信号を供給するた
   めの駆動回路と、前記並列接続されたトランジス
   タのコレクタ・エミツタ間の順方向電圧を検出し
   検出電圧があらかじめ定めた一定値を越えて高く
   なつたときに出力を発生する検出回路と、前記駆
   動回路からの前記各トランジスタ導通信号と前記
   トランジスタに対応する前記検出回路の出力とを
   入力とするAND回路と、前記AND回路の出力に
   より所定時間幅のパルスを発生して各々トランジ
   スタのベース回路又は前記駆動回路に前記各トラ
   ンジスタを遮断する信号を供給するモノマルチバ
   イブレータを備えた溶接用電源。