JPS5952417A - デ−タ抜取回路 - Google Patents
デ−タ抜取回路Info
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- JPS5952417A JPS5952417A JP57161215A JP16121582A JPS5952417A JP S5952417 A JPS5952417 A JP S5952417A JP 57161215 A JP57161215 A JP 57161215A JP 16121582 A JP16121582 A JP 16121582A JP S5952417 A JPS5952417 A JP S5952417A
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- circuit
- level
- voltage
- output
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- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10527—Audio or video recording; Data buffering arrangements
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、レリえば直流分が略零となるようにデジタ
ル変調されて記録媒体に記録されたデジタル信号をピッ
クアップによりアナログ信号として読出された信号から
、ノ・イレペルおよびローレベルを識別して矩形波状の
信号に変換するデータ抜取回路の改良に関する。
ル変調されて記録媒体に記録されたデジタル信号をピッ
クアップによりアナログ信号として読出された信号から
、ノ・イレペルおよびローレベルを識別して矩形波状の
信号に変換するデータ抜取回路の改良に関する。
近時、ＰＣＭ録音、再生技術の発達と共に、その直流分
が略零となるようにした種のデジタル変調方式が提案さ
れるようになっている。これに伴い、このような変店方
式でデジタル化されたデータが記録された磁気テープ、
光学式ディスク等の記録媒体から記録信号を再生し、こ
の再生信号から、ハイレベルおよびローレベル２直のデ
ータを復元するデータ抜取回路においても、その出力信
号中の直流分を少く抑えるための工夫がなされてきた。
が略零となるようにした種のデジタル変調方式が提案さ
れるようになっている。これに伴い、このような変店方
式でデジタル化されたデータが記録された磁気テープ、
光学式ディスク等の記録媒体から記録信号を再生し、こ
の再生信号から、ハイレベルおよびローレベル２直のデ
ータを復元するデータ抜取回路においても、その出力信
号中の直流分を少く抑えるための工夫がなされてきた。
第１図はこのような従来の直流分がゼロあるクアップで
記録媒体より読み取られた信号ＳＨＦは入力端子ＩＮを
介して前置増幅器１ノにより増幅さｉｔて（信号ｓＡと
して）波形等比容１２に入力嘔れる。この信号ｓＡは雑
音、符号量干渉。
記録媒体より読み取られた信号ＳＨＦは入力端子ＩＮを
介して前置増幅器１ノにより増幅さｉｔて（信号ｓＡと
して）波形等比容１２に入力嘔れる。この信号ｓＡは雑
音、符号量干渉。
ジッタ等による波形歪をともなっているので前記波形等
化器１２で再生波形補正される。波形補正をうけた信号
ＳＥＱは、電圧可変利得増幅器１３と、該電圧可変オリ
州増幅器１３の出力レベル検出をおこなうレベル検出回
路１４と、該レベル検出回路１４の出力とレベル設定用
基準電圧とを比較し、常に設定レベルとなるように前記
電圧可変利得増幅器１３の利得を副脚するだめの制ｆｆ
１１％圧を発生するための誤差増幅器１５よりなるＡＧ
Ｃ増幅器１３により一定レベルの信号５ＡＧＣとなる。
化器１２で再生波形補正される。波形補正をうけた信号
ＳＥＱは、電圧可変利得増幅器１３と、該電圧可変オリ
州増幅器１３の出力レベル検出をおこなうレベル検出回
路１４と、該レベル検出回路１４の出力とレベル設定用
基準電圧とを比較し、常に設定レベルとなるように前記
電圧可変利得増幅器１３の利得を副脚するだめの制ｆｆ
１１％圧を発生するための誤差増幅器１５よりなるＡＧ
Ｃ増幅器１３により一定レベルの信号５ＡＧＣとなる。
前記信号５ＡＧＣｌｄ ａ点の直流電圧Ｖａを変化恣せ
ることにより、バイアス点を変化でき冬、キャパシタＣ
，％抵抗Ｒ１〜Ｒ４ダイオードＤｔ ｒ １３２ 、
演算増幅器Ａ、よりなるリミッタ増幅器１６により、振
幅圧縮される。圧縮されるレベルは前記ダイオードＤＩ
、１）２の順方向ｉｈ圧が共にｖＦとすれば（ＰＥＡ
Ｋ ｔｏ ＰＥＡＫ ）で２ ＶＦとなる。前記リミッ
タ増幅器１６の出力信号ＳＣＬＭＰはコンノＰレータ１
７により波形整形されハイレベル、ローレベルのレベル
識別がなされだ２１直データＳＤになるとともに、抵抗
Ｒ５、キャパシタＣ２、及び抵抗Ｒ６、キャパシタＣ３
よりなる低域ろ波器１８により直流電圧ｖｂを得る。前
記直流電圧ｖｂは、再生逼れた変調信号の直流分を示し
ている。前記電圧ｖｂがゼロであれは変調規則通りの２
１直デ一タ信号がｓＤとして州、られることになる。前
記電圧ｖｂが正であれＵ：上記リミッタ増幅器１６のバ
イアス電圧Ｖａを現在より正の方向に高めることにより
演算増幅器Ａ、の出力信号Ｓｏのバイアス電位は現在よ
りも負の方向に移動する。
ることにより、バイアス点を変化でき冬、キャパシタＣ
，％抵抗Ｒ１〜Ｒ４ダイオードＤｔ ｒ １３２ 、
演算増幅器Ａ、よりなるリミッタ増幅器１６により、振
幅圧縮される。圧縮されるレベルは前記ダイオードＤＩ
、１）２の順方向ｉｈ圧が共にｖＦとすれば（ＰＥＡ
Ｋ ｔｏ ＰＥＡＫ ）で２ ＶＦとなる。前記リミッ
タ増幅器１６の出力信号ＳＣＬＭＰはコンノＰレータ１
７により波形整形されハイレベル、ローレベルのレベル
識別がなされだ２１直データＳＤになるとともに、抵抗
Ｒ５、キャパシタＣ２、及び抵抗Ｒ６、キャパシタＣ３
よりなる低域ろ波器１８により直流電圧ｖｂを得る。前
記直流電圧ｖｂは、再生逼れた変調信号の直流分を示し
ている。前記電圧ｖｂがゼロであれは変調規則通りの２
１直デ一タ信号がｓＤとして州、られることになる。前
記電圧ｖｂが正であれＵ：上記リミッタ増幅器１６のバ
イアス電圧Ｖａを現在より正の方向に高めることにより
演算増幅器Ａ、の出力信号Ｓｏのバイアス電位は現在よ
りも負の方向に移動する。
逆に前記電圧ｖｂが負であればリミッタ増幅器１６のバ
イアス電圧Ｖａを現在よりも負の方向に高めることによ
り演算増幅器Ａ１の出力信号Ｓｏのバイアス電位は現在
よりも正の方向に移動する。前記の動作により±ｖＦの
振幅に圧縮された信号ＳＣＬＭＰの積分結果が常にゼロ
となり、コン・ぐレータ１７により波形整形された２呟
デ一タ信号ｓＤは変調規則に合致するようになり端子Ｏ
ＵＴを介し１図示しない後調回路に出力される。前記の
ようにリミッタ増幅器１６のバイアス電圧Ｖａを上記直
流電圧ｖｂの変化に応じて変化させ最適のバイアス電圧
を発生させるための回路が、抵抗Ｒ？、Ｒ，と演算増幅
器Ａ２よりなる誤差増幅（直流）増幅器２０と、抵抗Ｒ
ｇ ＠ Ｒ１０ｓ可変抵抗ＶＲ１よりなる基準電、圧
発生・調整回路／９である。リミッタ増幅器１６、低域
ろ波器１８、誤差増幅器２０よりなる閉ループ制仰系に
よりバイアス電圧Ｖａを変調規則のズレに追従して変化
させるようにしている。
イアス電圧Ｖａを現在よりも負の方向に高めることによ
り演算増幅器Ａ１の出力信号Ｓｏのバイアス電位は現在
よりも正の方向に移動する。前記の動作により±ｖＦの
振幅に圧縮された信号ＳＣＬＭＰの積分結果が常にゼロ
となり、コン・ぐレータ１７により波形整形された２呟
デ一タ信号ｓＤは変調規則に合致するようになり端子Ｏ
ＵＴを介し１図示しない後調回路に出力される。前記の
ようにリミッタ増幅器１６のバイアス電圧Ｖａを上記直
流電圧ｖｂの変化に応じて変化させ最適のバイアス電圧
を発生させるための回路が、抵抗Ｒ？、Ｒ，と演算増幅
器Ａ２よりなる誤差増幅（直流）増幅器２０と、抵抗Ｒ
ｇ ＠ Ｒ１０ｓ可変抵抗ＶＲ１よりなる基準電、圧
発生・調整回路／９である。リミッタ増幅器１６、低域
ろ波器１８、誤差増幅器２０よりなる閉ループ制仰系に
よりバイアス電圧Ｖａを変調規則のズレに追従して変化
させるようにしている。
第２図（ａ）乃至（ｄ）は、それぞれ第１図の各部の信
号８１ ＊ Ｓｏ ｒ ＳＣＬＭＰ 、 ＳＤを示すも
のである。
号８１ ＊ Ｓｏ ｒ ＳＣＬＭＰ 、 ＳＤを示すも
のである。
なお、第２図（ｂ）中ＶＯは、演算増幅器Ａ、の出力端
のバイアスレベルを示すものである。
のバイアスレベルを示すものである。
以上のような従来の回路において、リミッタ増幅器１６
のＷ力信号Ｓ ＣＬＭＰの積分＠ｖｂは。
のＷ力信号Ｓ ＣＬＭＰの積分＠ｖｂは。
前記リミッタ増幅器中の演算増幅幅の出力オフセット電
圧、振幅圧縮用ダイオードＤＩ 、Ｄ２の順方向電圧特
性の不揃いによる振幅圧縮特性の不平衡に□よりｖｂ＝
ｏとなる状態が必ずしも変調規則に合致しているとは限
らないので、誤差増幅器２００基準電圧を零に固定でき
ず可変抵抗器ＶＲ１を用いた基準電圧調整回路１９が必
要と々る。また基準電圧の設定置からの大きなズレは２
（ｒＭ、データ信号ＳＤが変調規則に合わなくなること
による、誤り率の増加を招くことになるので、前記基準
電圧調整回路１９は温度・濁度変動、基準電圧源の電圧
変動あるいは振動の影響を受けにくい回路とする必要が
あり回路コスト上昇につながる不利な点をもっている。
圧、振幅圧縮用ダイオードＤＩ 、Ｄ２の順方向電圧特
性の不揃いによる振幅圧縮特性の不平衡に□よりｖｂ＝
ｏとなる状態が必ずしも変調規則に合致しているとは限
らないので、誤差増幅器２００基準電圧を零に固定でき
ず可変抵抗器ＶＲ１を用いた基準電圧調整回路１９が必
要と々る。また基準電圧の設定置からの大きなズレは２
（ｒＭ、データ信号ＳＤが変調規則に合わなくなること
による、誤り率の増加を招くことになるので、前記基準
電圧調整回路１９は温度・濁度変動、基準電圧源の電圧
変動あるいは振動の影響を受けにくい回路とする必要が
あり回路コスト上昇につながる不利な点をもっている。
つまり；直流分がゼロとなるようにディジタてハイレベ
ル、ローレベルの振幅を識別スるレベルは、最小反転反
問隔Ｔｍ１ｎに和尚するタイム・スロットをもった成分
波の振幅の中心（アイのセンタとよばれる）とすること
により変調規則に合致したデータ抜き取り出力ＳＤが得
られる。アイのセンタは記録媒体への記録状態によって
は第３図（ａ）のようにＳ！の全振幅の中心と一致する
とけ限らず第３図（ｂ）のように、高いレベルに、ある
いは第３図（ｃ）のように低いレベルになることがある
。このような場合にもハイレベル、ローレベルの識別レ
ベルｔｄ、 常Ｋ ７ イの中心レベルに追従して動く
必要があることである。
ル、ローレベルの振幅を識別スるレベルは、最小反転反
問隔Ｔｍ１ｎに和尚するタイム・スロットをもった成分
波の振幅の中心（アイのセンタとよばれる）とすること
により変調規則に合致したデータ抜き取り出力ＳＤが得
られる。アイのセンタは記録媒体への記録状態によって
は第３図（ａ）のようにＳ！の全振幅の中心と一致する
とけ限らず第３図（ｂ）のように、高いレベルに、ある
いは第３図（ｃ）のように低いレベルになることがある
。このような場合にもハイレベル、ローレベルの識別レ
ベルｔｄ、 常Ｋ ７ イの中心レベルに追従して動く
必要があることである。
この発明は上記の点に鑑みてなされたもので、直流分が
略零になるようにしたデジタル変調方式によって例えば
磁気テープ等の記録媒体に記録されたデジタルデータを
再生する装置あるいハヘースバンドデータ伝送システム
に好適シ、回路の無調整化を行うことにより、温度変化
および亀源電１圧変動の影響を受けず安定に動作しピッ
クアップで読出されたデジタルデータ信号あるいはベー
スバンドデータ伝送システムの受信波から変調規則に対
応したようにハイレベル、ローレベルを識別し矩形波信
号に変換する良好なデータ抜取回路を提供することを目
的とする。
略零になるようにしたデジタル変調方式によって例えば
磁気テープ等の記録媒体に記録されたデジタルデータを
再生する装置あるいハヘースバンドデータ伝送システム
に好適シ、回路の無調整化を行うことにより、温度変化
および亀源電１圧変動の影響を受けず安定に動作しピッ
クアップで読出されたデジタルデータ信号あるいはベー
スバンドデータ伝送システムの受信波から変調規則に対
応したようにハイレベル、ローレベルを識別し矩形波信
号に変換する良好なデータ抜取回路を提供することを目
的とする。
この発明は、ハイレベルおよびローレベルでなる２呟の
レベルのデータ抜取がなされるべき信号を基準レベルと
比較する第１の手段と、この第１の手段の比較出力を反
転する第２の手段と、上記第１および第２の手段の各出
力信号の最大振幅レベルがそれぞれ略等しくなるように
各別に補正する第３および第４の手段と、これら第３お
よび第４の手段それぞれの出力信号を各別に粕分する第
５および第６の手段と、これら第５および第６の手段に
よる各出力信号の差信号を上、記第１の手段の基準レベ
ルとして供給する第７の手段とを具園してなるＣとを特
徴とするものである。
レベルのデータ抜取がなされるべき信号を基準レベルと
比較する第１の手段と、この第１の手段の比較出力を反
転する第２の手段と、上記第１および第２の手段の各出
力信号の最大振幅レベルがそれぞれ略等しくなるように
各別に補正する第３および第４の手段と、これら第３お
よび第４の手段それぞれの出力信号を各別に粕分する第
５および第６の手段と、これら第５および第６の手段に
よる各出力信号の差信号を上、記第１の手段の基準レベ
ルとして供給する第７の手段とを具園してなるＣとを特
徴とするものである。
実施例
以下図面を参照してこの発明の一実施し１」にっき詳細
に説明する。
に説明する。
第４図はこの発明によるデータ抜取回路を示すものであ
る。
る。
すなわち、図示されないが例えばＰＣＭ信号を記録した
デジタルオーディオディスクを再生するディスク再生装
置のピックアップから読出された信号あるいはベースバ
ンドデータ伝送システムにおける受信信号等の人力信号
Ｓ’ＨＦば、入力端子ＩＮｏおよび前置増幅器３１を介
して信号Ｓ′Ａとして波形等化量３２に供給される。こ
の信号Ｓ′Ａは電圧可変利得増幅器３３の入力端に供給
される。この電圧可変利得増幅器３３は、その制量入力
端に出力信号Ｓｌｌがレベル検出器３４および誤差増幅
器３５を介して戻されると共に後述するデータ抜取回路
３６を構成するコンパレータ３７の非反転入力端に供給
されるようになっている。なお、上記前置増幅器３１、
波形等化器３２、電圧可変利得増幅器３３、レベル検出
器３４、誤差増幅器３５はそれぞれ第１図の同一名称の
ものと同様の動作をなすようになっている。
デジタルオーディオディスクを再生するディスク再生装
置のピックアップから読出された信号あるいはベースバ
ンドデータ伝送システムにおける受信信号等の人力信号
Ｓ’ＨＦば、入力端子ＩＮｏおよび前置増幅器３１を介
して信号Ｓ′Ａとして波形等化量３２に供給される。こ
の信号Ｓ′Ａは電圧可変利得増幅器３３の入力端に供給
される。この電圧可変利得増幅器３３は、その制量入力
端に出力信号Ｓｌｌがレベル検出器３４および誤差増幅
器３５を介して戻されると共に後述するデータ抜取回路
３６を構成するコンパレータ３７の非反転入力端に供給
されるようになっている。なお、上記前置増幅器３１、
波形等化器３２、電圧可変利得増幅器３３、レベル検出
器３４、誤差増幅器３５はそれぞれ第１図の同一名称の
ものと同様の動作をなすようになっている。
上記コンパレータ３７の出力信号ＳＱは、アンド回路３
８およびナンド回路３９の各一方の入力端に共通に供給
される。これらのアンド回路３７およびナンド回路３９
それぞれの他方の入力端には、上記前置増幅器３１の出
力信号Ｓ’ａが所定レベル以上であるかどうかを検出す
るＨＦ検出器４０の出力信号５ＣＮＴが共通に供給され
る。
８およびナンド回路３９の各一方の入力端に共通に供給
される。これらのアンド回路３７およびナンド回路３９
それぞれの他方の入力端には、上記前置増幅器３１の出
力信号Ｓ’ａが所定レベル以上であるかどうかを検出す
るＨＦ検出器４０の出力信号５ＣＮＴが共通に供給され
る。
上記アンド回路３８およびナンド回路３９それぞれの出
力信号Ｓ′ＱおよびＳ／ζは、対応的に振幅制限回路４
１の１対の入力端に供給され、各別に出力振幅が互いに
等しくなるように制限された後、該振幅制限回路４１の
出力信号Ｓ ’Ｑ ＣＬおよびＳ′ζＣＬとして対応的
に低域ろ波器４２および４３の入力端供給される。上記
振幅制限回路４１は、定電圧ダイオードＤＩＩ、抵抗Ｒ
１１％演算増幅器Ａ１□でなる−［圧源と、抵抗Ｒ１２
。
力信号Ｓ′ＱおよびＳ／ζは、対応的に振幅制限回路４
１の１対の入力端に供給され、各別に出力振幅が互いに
等しくなるように制限された後、該振幅制限回路４１の
出力信号Ｓ ’Ｑ ＣＬおよびＳ′ζＣＬとして対応的
に低域ろ波器４２および４３の入力端供給される。上記
振幅制限回路４１は、定電圧ダイオードＤＩＩ、抵抗Ｒ
１１％演算増幅器Ａ１□でなる−［圧源と、抵抗Ｒ１２
。
ＲＩ３ と、特性の略等しいダイオードＤ１２ 。
Ｉ）ｓａ とでなる周知のクリッピング回路で構成され
る。上記各積分回路４２および４３は、それぞれ抵抗Ｒ
，４とキャパシタＣｔｔおよび抵抗Ｒｔｓとキャパシタ
Ｃ１２で構成されるものである。
る。上記各積分回路４２および４３は、それぞれ抵抗Ｒ
，４とキャパシタＣｔｔおよび抵抗Ｒｔｓとキャパシタ
Ｃ１２で構成されるものである。
上記各低域ろ波器４２および４３の出力信号ＶＱおよび
ｖ５は、後述する誤差増幅器４４の非反転入力端■およ
び反転入力端ｅに供給されている。この誤差増幅器４４
は、演算増幅器Ａ１２゜Ａｔ３＋ Ａ 、４ 、抵抗Ｒ
８，〜Ｒ２４で高入力インピーダンスを有するように構
成されており、その出力信号（演算増幅器Ａ１４の出力
信号）ＶＴＲが上記コンパレータ３７の反転入力端に供
給されるようになっている。
ｖ５は、後述する誤差増幅器４４の非反転入力端■およ
び反転入力端ｅに供給されている。この誤差増幅器４４
は、演算増幅器Ａ１２゜Ａｔ３＋ Ａ 、４ 、抵抗Ｒ
８，〜Ｒ２４で高入力インピーダンスを有するように構
成されており、その出力信号（演算増幅器Ａ１４の出力
信号）ＶＴＲが上記コンパレータ３７の反転入力端に供
給されるようになっている。
上記アンド回路３８の出力信号Ｓ′Ｑは、上記したデー
タ抜取回路３５の出力信号ｓＤとなるもので、デジタル
信号処理回路４５の入力端に供給されるようになってい
る。
タ抜取回路３５の出力信号ｓＤとなるもので、デジタル
信号処理回路４５の入力端に供給されるようになってい
る。
次に、以上のように構成される回路において、前置増幅
器３１の入力信号Ｓ’ＨＦとして直流分・が略零となる
ようにデジタル変調されて記録された信号の読出信号あ
るいはベースバンドデータ伝送システムにおける受信信
号が入力端子ＩＮｏに供給された場合についてその動作
を第５図（、）〜（ｇ）を参照しながら説明する。
器３１の入力信号Ｓ’ＨＦとして直流分・が略零となる
ようにデジタル変調されて記録された信号の読出信号あ
るいはベースバンドデータ伝送システムにおける受信信
号が入力端子ＩＮｏに供給された場合についてその動作
を第５図（、）〜（ｇ）を参照しながら説明する。
すなわち、入力端子ＩＮｏに供給された信号Ｓ’ＨＦは
、前置増幅器３ノ、波形等化量３２、電圧可変利得増幅
器３３を１１ｈ次介してコンパレータ３７の非反転入力
端に例えば正の直流分を伴った信号Ｓ′工として供給さ
れたものとする（第５図（ａ）参照）。このとき、ＨＦ
検出器４５は、信号Ｓ′八が所定レベル以上であること
を検出してアンド回路３８およびナンド回路３９の各他
方の入力端を共にハイレベルとする。
、前置増幅器３ノ、波形等化量３２、電圧可変利得増幅
器３３を１１ｈ次介してコンパレータ３７の非反転入力
端に例えば正の直流分を伴った信号Ｓ′工として供給さ
れたものとする（第５図（ａ）参照）。このとき、ＨＦ
検出器４５は、信号Ｓ′八が所定レベル以上であること
を検出してアンド回路３８およびナンド回路３９の各他
方の入力端を共にハイレベルとする。
また、コンパレータ３７に供給される入力信号Ｓ′工に
は直流成分が１畳されていたとしても何ら問題はない。
は直流成分が１畳されていたとしても何ら問題はない。
そこで、ρりえば第５図（ａ）に示す人力信号Ｓ′ｌに
ついて、正規のしきい１直ＶＴＨ。
ついて、正規のしきい１直ＶＴＨ。
よす低いレベルのＶＴＨｌでハイレベル、ローレベルの
識別がおこなわれた場合、コンパレータ３７で矩形波に
変換された信号ＳＱ （第５図（ｂ）参照）の積分［直
は正となる。
識別がおこなわれた場合、コンパレータ３７で矩形波に
変換された信号ＳＱ （第５図（ｂ）参照）の積分［直
は正となる。
第１図の回路ではこの積分値を基準電圧と比較する方法
を表っているが、第３図の回路ではＯｔＪ Ｂ’Ｑコン
パレータ３７の出力ＳＱ ヲアント回路３８及びナンド
回路により例えばＴＴＬ （）ランジスタ・トランジス
タ・ロジック）レベルの信号Ｓ／Ｑ、 Ｓ’Ｑに変換さ
れる。通常ＴＴＬレベルの出力電圧は、ローレベル出力
電圧ＶＯＬよりもハイレベル出力ＶＯＨのばらつきが大
きいのでＳ′Ｑ。
を表っているが、第３図の回路ではＯｔＪ Ｂ’Ｑコン
パレータ３７の出力ＳＱ ヲアント回路３８及びナンド
回路により例えばＴＴＬ （）ランジスタ・トランジス
タ・ロジック）レベルの信号Ｓ／Ｑ、 Ｓ’Ｑに変換さ
れる。通常ＴＴＬレベルの出力電圧は、ローレベル出力
電圧ＶＯＬよりもハイレベル出力ＶＯＨのばらつきが大
きいのでＳ′Ｑ。
Ｓ旬をそのまま積分した場合には検用力誤差が識別レベ
ルに影響を与えるので、前記信号Ｓ′Ｑ。
ルに影響を与えるので、前記信号Ｓ′Ｑ。
Ｓ′ｄの振幅を揃えてから積分する必要がある。
そこで振幅制限回路４１により、ノ・イレペルの振幅を
圧縮し、同じｌ／ペルとなるようにし、それぞれ信号Ｓ
６ ＣＬ ｓ Ｓ’： （Ｌを得ている（ 第５ ｃｌ
（ｃ）（ｆ）参照）。定電圧ダイオードＤ１のツェナ
電圧をＶｚ、ダイオードＤ、２及びＤ１３の順方向電圧
をｖＦとすればハイレベルの振幅Ｖｃｔ、 （４（Ｖｚ
＋ＶＦ）に制限される。これらダイオードＤ１□及びＤ
１３には、例えば同一基板上に生成された差動増幅用の
１チツプ・デュアルトランジスタのペース・エミッタ間
の接合を利用することにより、ｖＦのバラツキが小さい
、温度変化に対してｖＦが同じように変化するため、温
度変動に対しても、誤差の小さい、抜取データの不平衡
（直流分がゼロ、正、あるいは負）検出がおこなえる。
圧縮し、同じｌ／ペルとなるようにし、それぞれ信号Ｓ
６ ＣＬ ｓ Ｓ’： （Ｌを得ている（ 第５ ｃｌ
（ｃ）（ｆ）参照）。定電圧ダイオードＤ１のツェナ
電圧をＶｚ、ダイオードＤ、２及びＤ１３の順方向電圧
をｖＦとすればハイレベルの振幅Ｖｃｔ、 （４（Ｖｚ
＋ＶＦ）に制限される。これらダイオードＤ１□及びＤ
１３には、例えば同一基板上に生成された差動増幅用の
１チツプ・デュアルトランジスタのペース・エミッタ間
の接合を利用することにより、ｖＦのバラツキが小さい
、温度変化に対してｖＦが同じように変化するため、温
度変動に対しても、誤差の小さい、抜取データの不平衡
（直流分がゼロ、正、あるいは負）検出がおこなえる。
そして、各低域ろ波器４２．４３により信号ＳＱの積分
値ＶＱ、信号Ｓこの槓分直Ｖ司は、上記ＳＱの積分値が
正となるのでｖＱ−Ｖζ〉Ｑとなっている（第５図（ｄ
） 、 （ｆ）参照）。
値ＶＱ、信号Ｓこの槓分直Ｖ司は、上記ＳＱの積分値が
正となるのでｖＱ−Ｖζ〉Ｑとなっている（第５図（ｄ
） 、 （ｆ）参照）。
一方、誤差増幅器４４を構成する抵抗ＲＩ８〜Ｒ２４の
うち抵抗ＲＩ８〜Ｒ２０それぞれの抵抗１直をＲａ、抵
抗Ｒ２１、Ｒ２□それぞれの抵抗１直をｐ、ｂ、抵抗Ｒ
２３１Ｒ２４それぞれの抵抗直をＲｅとするものとすれ
ば、誤差増幅器４４の出力電圧■讐°Ｈに□、 で与えられる。
うち抵抗ＲＩ８〜Ｒ２０それぞれの抵抗１直をＲａ、抵
抗Ｒ２１、Ｒ２□それぞれの抵抗１直をｐ、ｂ、抵抗Ｒ
２３１Ｒ２４それぞれの抵抗直をＲｅとするものとすれ
ば、誤差増幅器４４の出力電圧■讐°Ｈに□、 で与えられる。
この場合、ＶＱ −Ｖ司〉０であるので、”ＴＨはｖＱ
−Ｖ：の呟に応じてコンパレータ３７のしきい（直がＶ
ＴＨｌよりも高くなるようにせしめ、ＶＱ−ｖＨが零と
なるようになる。つまり、誤差増幅器４４が構成するル
ープは、平衡点に達し、この状態でＶＴＨは伺ら調整を
要せず入力信号Ｓｌのアイのセンターレベルに一致する
ことになるものである。
−Ｖ：の呟に応じてコンパレータ３７のしきい（直がＶ
ＴＨｌよりも高くなるようにせしめ、ＶＱ−ｖＨが零と
なるようになる。つまり、誤差増幅器４４が構成するル
ープは、平衡点に達し、この状態でＶＴＨは伺ら調整を
要せず入力信号Ｓｌのアイのセンターレベルに一致する
ことになるものである。
これに対し、コンノぐレータ３７のしきい１直がＶＴＨ
Ｏよりも高い状態でデータを抜取った場合は、ＶＱ−ｖ
司〈０となるので、コンパ１／−タ３７のしきい脇が低
くなり、入力信号３ ／Ｉのアイレベルのセンターに一
致するようになる。
Ｏよりも高い状態でデータを抜取った場合は、ＶＱ−ｖ
司〈０となるので、コンパ１／−タ３７のしきい脇が低
くなり、入力信号３ ／Ｉのアイレベルのセンターに一
致するようになる。
このように何ら特別な調整を要せず、入力信号の状態に
応じ、自動的にデジタル変調の変調規則に合致した（つ
まり直流分が略零）した２直のデータが得られるように
したことは、温度変化ならびに電源電圧の変動等の影響
が受けにくくなり、きわめて良好である。
応じ、自動的にデジタル変調の変調規則に合致した（つ
まり直流分が略零）した２直のデータが得られるように
したことは、温度変化ならびに電源電圧の変動等の影響
が受けにくくなり、きわめて良好である。
また、誤差増幅器４３を第４図に示すごとく入力インピ
ーダンスの大きい構成とすることにしたので、差動増幅
器を構成する演算増幅器のバイアス物流の影響による（
積分器となる）低域ろ波器４２．４３の出力電圧ＶＱ
、 ＶＱの誤差は無視できる。コストダウンのために１
個の演舞、増幅器による差動増幅器でも実用上問題ない
。
ーダンスの大きい構成とすることにしたので、差動増幅
器を構成する演算増幅器のバイアス物流の影響による（
積分器となる）低域ろ波器４２．４３の出力電圧ＶＱ
、 ＶＱの誤差は無視できる。コストダウンのために１
個の演舞、増幅器による差動増幅器でも実用上問題ない
。
壕だ振幅制限回路４ノを構成している定電圧ダイオード
Ｄ１のツェナ電圧のバラツキ、温度変化によるツェナ電
圧変化は、ＶＱ及びＶ蚕に対しては同相分の変化となり
、誤差増幅器を同相分除去比の大きな構成としているた
め影響は全く考える必要がない。この他のＶＱ及びＶ互
に対して同相で加わる雑音、誤差についても同様に無視
しうる。
Ｄ１のツェナ電圧のバラツキ、温度変化によるツェナ電
圧変化は、ＶＱ及びＶ蚕に対しては同相分の変化となり
、誤差増幅器を同相分除去比の大きな構成としているた
め影響は全く考える必要がない。この他のＶＱ及びＶ互
に対して同相で加わる雑音、誤差についても同様に無視
しうる。
この発明は、上記実施列のみに限定されるもので・はな
く、例えば第６図に示されるようにモータの回転制菌系
に対しても適用することができる。
く、例えば第６図に示されるようにモータの回転制菌系
に対しても適用することができる。
すなわち、モータ６０にはＦＧ（周波数発電）機構とし
て、磁性歯車５１と磁気検出ヘッド５２が設けられてお
り、このモータ５０は、基準電圧源５３、誤差増幅器５
４、モータ駆動回路５５、波形整形回路５６、Ｆ／Ｖ（
周波数／電圧）変換器５７により構成されるモータの回
転側（財）系により、回転数が一定に割面１されるよう
になっている。そして、波形整形回路５６には、例えば
第４図のデータ抜取回路３６が適用されるものであり、
モータ５０の回転数の正確な検出を可能としている。
て、磁性歯車５１と磁気検出ヘッド５２が設けられてお
り、このモータ５０は、基準電圧源５３、誤差増幅器５
４、モータ駆動回路５５、波形整形回路５６、Ｆ／Ｖ（
周波数／電圧）変換器５７により構成されるモータの回
転側（財）系により、回転数が一定に割面１されるよう
になっている。そして、波形整形回路５６には、例えば
第４図のデータ抜取回路３６が適用されるものであり、
モータ５０の回転数の正確な検出を可能としている。
つまり、磁気検出ヘッド５２Ｉ′ｉ、磁性歯車５１の偏
心により、その出力信号ＳＦＧが第７図（ａ）に示すよ
うに１回転に対応する周期で振幅変調を受けている。こ
の結果、従来の波形整形回路では、そのスライスレベル
によって振幅変調成分が混入し検出誤差となっていたも
のが、上記の波形整形回路５６でｆｄ １磁気検出ヘツ
ド５２の出力信号ＳＦＧのゼロクロスが検出可能となり
、波形整形回路５６の出力信号Ｓ ＬＭＴは第７図（ｂ
）に示さｊするように振幅変調成分の影響を受けること
がない。これにより、モータ５ｏは、ワウフラッタが可
及的に少くなるように駆動することができるものである
。
心により、その出力信号ＳＦＧが第７図（ａ）に示すよ
うに１回転に対応する周期で振幅変調を受けている。こ
の結果、従来の波形整形回路では、そのスライスレベル
によって振幅変調成分が混入し検出誤差となっていたも
のが、上記の波形整形回路５６でｆｄ １磁気検出ヘツ
ド５２の出力信号ＳＦＧのゼロクロスが検出可能となり
、波形整形回路５６の出力信号Ｓ ＬＭＴは第７図（ｂ
）に示さｊするように振幅変調成分の影響を受けること
がない。これにより、モータ５ｏは、ワウフラッタが可
及的に少くなるように駆動することができるものである
。
その他、釉りの変形や適用はこの発明の要旨を逸脱しな
い範囲で可能であることは言う迄もない。
い範囲で可能であることは言う迄もない。
〔発明の効果〕
以上詳述したようにこの発明によれば、直流分が略零に
なるようにしたデジタル変調方式によってレリえｉ磁気
テープ等の記録媒体に記録されたデジタルデータを再生
する装置あるいはベースバントデータ伝送システムに好
適し、回路の無調移化を行うことにより、温度変化およ
び電源電圧変動の影響を受けず安定に動作しピックアッ
プで読用されたデジタルデータ信号あるいはベースバン
ドデータ伝送システムの受信波から変ｉ’ｒｉｌ規則に
対応したようにハイレベル、ローレベルを識別し矩形波
信号に変換する良ｉｊｊなデータ抜取回路を提供するこ
とができるものである。
なるようにしたデジタル変調方式によってレリえｉ磁気
テープ等の記録媒体に記録されたデジタルデータを再生
する装置あるいはベースバントデータ伝送システムに好
適し、回路の無調移化を行うことにより、温度変化およ
び電源電圧変動の影響を受けず安定に動作しピックアッ
プで読用されたデジタルデータ信号あるいはベースバン
ドデータ伝送システムの受信波から変ｉ’ｒｉｌ規則に
対応したようにハイレベル、ローレベルを識別し矩形波
信号に変換する良ｉｊｊなデータ抜取回路を提供するこ
とができるものである。
第１図は従来のデータ抜取回路を示す回路１ン１、第２
図（ａ）乃至（ｄ）は第１図の回路の動作を説明するた
めに用いたタイミン図、第３図（ａ）乃至（ｃ）はそれ
ぞれデータ抜取口路の人力信号とアイのセンタレベルの
関係を説明するために用いた図、第４図はこの発明に係
るデータ抜取回路の一実施例を示す回路図、第５図（ａ
）乃至（ｇ）はそれぞれ第４図の回路の動作を説明する
ために用いたタイミング図、第６図はこの発明の他の適
用１１Ｆ１１を示すブロック図、第７図（ａ） 、 （
ｂ）はそれぞれ第６図の装置の動作を説明するために用
いた図である。 ３１・・・前置増幅器、３２・・・波形等什器、３３・
・・電圧可変利得増幅器、３４・・・レベル検出器、３
５・・・誤差増幅器、３゛６・・・データ抜取回路、３
７・・・コンパレータ、３８・・・アンド回路、３９・
・・ナンド回路、４０・・・ＨＦ検出器、４ノ・・・振
幅制限回路、４２ 、４ 、？・・・低域ろ波器、４４
・・・誤差増幅器、４５・・・デジタル信号処理回路。 第５図 第６図 第 ７ 図 （ｂ） ＳＬＭＴ■Ｌ胴凰
図（ａ）乃至（ｄ）は第１図の回路の動作を説明するた
めに用いたタイミン図、第３図（ａ）乃至（ｃ）はそれ
ぞれデータ抜取口路の人力信号とアイのセンタレベルの
関係を説明するために用いた図、第４図はこの発明に係
るデータ抜取回路の一実施例を示す回路図、第５図（ａ
）乃至（ｇ）はそれぞれ第４図の回路の動作を説明する
ために用いたタイミング図、第６図はこの発明の他の適
用１１Ｆ１１を示すブロック図、第７図（ａ） 、 （
ｂ）はそれぞれ第６図の装置の動作を説明するために用
いた図である。 ３１・・・前置増幅器、３２・・・波形等什器、３３・
・・電圧可変利得増幅器、３４・・・レベル検出器、３
５・・・誤差増幅器、３゛６・・・データ抜取回路、３
７・・・コンパレータ、３８・・・アンド回路、３９・
・・ナンド回路、４０・・・ＨＦ検出器、４ノ・・・振
幅制限回路、４２ 、４ 、？・・・低域ろ波器、４４
・・・誤差増幅器、４５・・・デジタル信号処理回路。 第５図 第６図 第 ７ 図 （ｂ） ＳＬＭＴ■Ｌ胴凰
Claims (1)
- ハイレベルおよびローレベルでな、６２ｍ（７）Ｌ／ベ
ベルデータ抜取がなされるべき信号を基準レベルと比較
する第１の手段と、この第１の手段の比較ｄ力を反転す
る第２の手段と、上記第１および第２の手段の各出力信
号の最大振幅レベルがそれぞれ略等しくなるように灸別
に補正する第３および第４の手段と、これら第３および
第４の手段それぞれの出力信号を各別に積分する第５お
よび第６の手段と、これら第５および第６の手段による
各出力信号の差信号を上記第１の手段の基準レベルとし
て供給する第７の手段とを具励してなることを特徴とす
るデータ抜取回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57161215A JPS5952417A (ja) | 1982-09-16 | 1982-09-16 | デ−タ抜取回路 |
| US06/532,514 US4577155A (en) | 1982-09-16 | 1983-09-15 | Data extracting circuit |
| GB08324826A GB2128852B (en) | 1982-09-16 | 1983-09-16 | A data extracting circuit |
| DE3333574A DE3333574C2 (de) | 1982-09-16 | 1983-09-16 | Datenextraktionsschaltung zur Wiedergewinnung von Daten von einem Aufzeichnungsmedium |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57161215A JPS5952417A (ja) | 1982-09-16 | 1982-09-16 | デ−タ抜取回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5952417A true JPS5952417A (ja) | 1984-03-27 |
| JPH0378705B2 JPH0378705B2 (ja) | 1991-12-16 |
Family
ID=15730796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57161215A Granted JPS5952417A (ja) | 1982-09-16 | 1982-09-16 | デ−タ抜取回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4577155A (ja) |
| JP (1) | JPS5952417A (ja) |
| DE (1) | DE3333574C2 (ja) |
| GB (1) | GB2128852B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62298971A (ja) * | 1986-06-11 | 1987-12-26 | エヌ・ベ−・フィリップス・フル−イランペンファブリケン | ２進ディジタル信号再生装置 |
| JPS63177372A (ja) * | 1987-01-17 | 1988-07-21 | Victor Co Of Japan Ltd | 高速エラー検査システム用の波形変換回路 |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60176324A (ja) * | 1984-02-22 | 1985-09-10 | Pioneer Electronic Corp | 波形整形回路 |
| US4652775A (en) * | 1985-01-31 | 1987-03-24 | American Telephone And Telegraph Company | Adaptive threshold detector |
| US4688113A (en) * | 1985-10-01 | 1987-08-18 | Telex Computer Products, Inc. | Apparatus for calibrating tape drive read system |
| US4929849A (en) * | 1988-12-09 | 1990-05-29 | Coherent Communications Systems Corp. | Noise suppression in recovery of clock from NRZ data |
| US5150069A (en) * | 1990-04-06 | 1992-09-22 | Hughes Aircraft Company | Waveform tracking clipper circuit |
| DE4041717A1 (de) * | 1990-12-24 | 1992-06-25 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und schaltung zur regenerierung des binaeren bitstroms aus einem ternaeren signal |
| US5608756A (en) * | 1991-11-06 | 1997-03-04 | Televerket | Device for identifying traffic on a paired cable |
| JP2503837B2 (ja) * | 1992-07-16 | 1996-06-05 | 日本電気株式会社 | ディジタル光受信回路とディジタル光受信回路におけるプリアンプ回路 |
| US5737140A (en) * | 1996-06-07 | 1998-04-07 | Eastman Kodak Company | Simple pulse position modulation channel/decoder |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB836196A (en) * | 1955-06-29 | 1960-06-01 | Telefunken Gmbh | Improvements relating to receiving apparatus for pulse code signals |
| US3398373A (en) * | 1964-12-21 | 1968-08-20 | Aerojet General Co | Pulse train median error detector and compensator |
| BE788895A (fr) * | 1971-09-17 | 1973-03-15 | Siemens Ag | Montage pour identifier sans defaut les passages par le zero des signaux de lecture de memoires a couches magnetiques |
| US3877027A (en) * | 1974-01-23 | 1975-04-08 | Ibm | Data demodulation employing integration techniques |
| US3912943A (en) * | 1974-08-09 | 1975-10-14 | Ibm | Video thresholder |
| US3947769A (en) * | 1974-10-23 | 1976-03-30 | Hoffman Electronics Corporation | Threshold correction system in FSK transmissions |
| IT1026581B (it) * | 1974-11-27 | 1978-10-20 | Philips Spa | Ricevitore per sistema di trasmissione di segnali ad impulsi binari comprendente un circuito per la correzione automatica dei disturbi nellivello di corrente continua |
| DE3041417T (ja) * | 1979-04-25 | 1982-02-11 | ||
| US4326169A (en) * | 1980-03-07 | 1982-04-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive decision level circuit |
| JPS6051295B2 (ja) * | 1980-05-02 | 1985-11-13 | 富士通テン株式会社 | 波形整形回路 |
| JPS5757025A (en) * | 1980-09-24 | 1982-04-06 | Sony Corp | Waveform converting circuit |
| GB2071448B (en) * | 1981-02-17 | 1984-05-16 | Licentia Gmbh | Circuit for processing an information signal |
| JPS57171868A (en) * | 1981-04-16 | 1982-10-22 | Toshiba Corp | Waveform shaping circuit |
-
1982
- 1982-09-16 JP JP57161215A patent/JPS5952417A/ja active Granted
-
1983
- 1983-09-15 US US06/532,514 patent/US4577155A/en not_active Expired - Fee Related
- 1983-09-16 GB GB08324826A patent/GB2128852B/en not_active Expired
- 1983-09-16 DE DE3333574A patent/DE3333574C2/de not_active Expired
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62298971A (ja) * | 1986-06-11 | 1987-12-26 | エヌ・ベ−・フィリップス・フル−イランペンファブリケン | ２進ディジタル信号再生装置 |
| JPS63177372A (ja) * | 1987-01-17 | 1988-07-21 | Victor Co Of Japan Ltd | 高速エラー検査システム用の波形変換回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3333574A1 (de) | 1984-03-22 |
| DE3333574C2 (de) | 1986-04-03 |
| GB8324826D0 (en) | 1983-10-19 |
| GB2128852B (en) | 1985-10-09 |
| US4577155A (en) | 1986-03-18 |
| JPH0378705B2 (ja) | 1991-12-16 |
| GB2128852A (en) | 1984-05-02 |
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