JPS5937793A - 信号再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ヘリカルスキャン形磁気記録再生装置（以下
、ＶＴＲと略す）における再生回路として用いるのに適
した信号再生回路に関するものである。

第１図は家庭用（たとえばＶＨ８方式）ＶＴＲの再生回
路の従来例を示したもので、ヘッド１．２から読み出さ
れた信号はロータリトラン、（３，，４、共振用コンデ
ンサ５１６、ダンピング抵抗７．８を介してプリアンプ
９．１０に加わる。ヘッド１、ロータリトランス３と共
振用コンデンサ５、ヘッド２、ロータリトランス４と共
振用コンデンサ６はＦＭ輝度信号の白キャリア（ＶＨ８
ではａ、４　ＭＨｚ　）付近がピーキング周波数となる
ように選ばれる。ダンピング抵抗７．８はピーキングの
Ｑを調節するものである。

第２図に従来のピーキング系のゲイン１１、群遅延特性
１２の一例を示す。

ＬＣ共振によるピーキングでは第２図に示すように群遅
延特性１２は平坦にはならない。ピーキングの目的は、
ヘッド１，２と７０リアンプ９゜１０のマツチング（Ｎ
Ｆの良い所で使う）である。

プリアンプ９．１０の出力は３０Ｈｚパルス（ＮＴＳＣ
の場合）で切換えられるスイッチ回路１３によって連続
信器となり、一部はバイパスフィルタ１４（以下）（Ｐ
Ｆと略す）を通ってＦＭ輝度信号ａに、一部Ｇ−！ロー
パスフィルタ１５（以下ＬＰＦと略す）を通ってクロマ
信号すとなる。ＦＭ輝度信号ａは主として振幅を等化す
るイコライザ１６を通った後、主として位相を等化する
イコライザ１７、ＨＰＦ１Ｂ１Ｊミタ１９を通過する高
域成分ＣとＬＰＦ２０、増幅回路２１を通過する低域成
分ｄとに分けられ、さらにこれらは混合回路２２におい
て混合される。

イコライザ１７　、　ＨＰ　Ｆ１ａ、、リミタ１９．Ｌ
ＰＦ２０、増幅回路２１および混合回路２２は反転防止
回路を構成している。すなわちヘッドとテープのスペー
スが増加することなどによりヘッド再生出力が低下した
場合、高域成分Ｃはリミタ１９によリ一定レベルである
が、低域成分ｄはヘッド再生出力レベルに比例して低下
し、混合信号ｅは高域が強調されたものとなる。ヘッド
再生出力の低下は一般に高周波になる程大きいため、Ｆ
Ｍ輝度信号・のキャリアと下側帯波のレベルが逆転する
反転現象を生じさせるが、上記回路構成により高域が強
調され、反転を防止することができる。

混合信号ｅはリミタ２３．復調器２４．ＬＰＦ２５゜デ
ィエンファシス２６によって輝度信号ｆとなり、信号処
理回路２７を通ったクロマ信号ｇと混合回路２８にて混
合され、ビデオ信号Ｖとなる。

第１図に示した従来回路では、 （１）　　ピーキングをＬＣ共振で行なっているため、
群遅延特性が平坦とならない。（第２図参照）（２）振
幅特性、群遅延特性を補正するためにイコライザ１６を
設けているが性能は不十分。

（３）輝度信号を分離するためのＨＰＦ１４が必要。

（４）反転防止回路において、高域成分Ｃと低域成分ｄ
との間の位相補償用イコライザ１７が必要などの問題点
があり、性能、コスト面で大きな欠点となっていた。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくシ、高
性能かつ低コストな再生等化回路および反転防止回路を
含んで成る信号再生回路を提供することにある。

本発明は、従来のＬＣ共振によるピーキング回路および
反転防止回路におけるイコライザ。

ＨＰＦ　、ＬＰＦの代シに弾性表面波フィルタ（以下Ｓ
ＡＷフィルタと略す）を用い、ピーキング時の群遅延特
性の改善、反転防止性能を向上させるものである。特に
群遅延特性の改善、反転防止性能を向上させるために、
自動利得制御回路の前にクロマ信号のトラップを設けた
ものである。

以下本発明を具体的実施例に基き詳しく説明する。第３
図は本発明の信号再生回路の一実施例を示したもので、
第１図の従来例と異なる点は、共振用コンデンサ５．６
０代シに固定コンデンサ２９　、５０、ダンピング抵抗
７．８０代＃）Ｋフィードバック抵抗３１．３２を用い
ている点およびＨＰＦ１４、イコライザ１（５、１７、
ＨＰＦ１８、ＬＰＦ２０の代シにクロマトラップ６５、
自動側イη制御回路３３（以下ＡＧＣと略す）、高域変
換回路３４、発振器３５、ＳＡＷフィルタ６６を用いて
いる点である。

これによシ、プリアンプのＮＦを劣化させることなくフ
ィードパ、クダンピングをかけ、プリアンプ入力部での
再生ｆ特性を１〜６　ＭＨｚまでほぼ平坦とし、ヘッド
のインダクタンスバラツキを吸収することができる。こ
のため従来のように共振コンデンサ５，６、ダンピング
抵抗７．８のへラドバラツキに対する調整は不要である
。ピーキングは後述するようにＳＡＷフィルタ６６によ
シ行なう。

また従来のピーキング回路および従来の反転防止回路の
中のイコライザ１７、ＨＰＦｌｓ、ＬＰＦ２０は１つの
ＳＡＷフィルタ３６の中にすべて形成されている。ＳＡ
Ｗフィルタ３６の使用帯域は素子の形状、伝搬特性など
から１１〜１７ＭＨｚ　　に設定し、再生ＦＭ輝度信畳
の帯域は１〜７　ＭＨｚ　”（ＶＨ８方式の場合）であ
ることから発振器（約１０ＭＨ７）！＋５、高域変換回
路３４を用いて約１０ＭＨｚ高域変換している。

また高域変換回路６４の前にＡＧＣ３３を設け、ヘッド
１、へ、ド２の再生出力振幅が異なる場合でもＳＡＷフ
ィルタ６６０入力信号が常に一定となるようにしている
。

以下ＳＡＷフィルタ６６の働きについて詳しく述べる。

第４図ＫＳＡＷフィルタの１＠、極構成を示す。

圧電性基板としては１２８°Ｙ軸カツトのニオブ酸リチ
ウムの単結晶を用い、弾性表面波の伝搬方向をＸ軸方向
としだ。入力電極６７は、中心周波数１４．６２■（２
で、すだれ状電極の交差幅とビ、チが一定である４５対
の正規型％、極を用い、電極幅は５３．２μｍとした。

出力電極３８　、３９はそれぞれすだれ状電極の交差幅
およびビ、チを変化させた１０対の重み付電極とした。

これらの電極は６０００Ｉｅのアルミニウム蒸着膜をフ
ォトリングラフイー技術によシ形成した。ＶＨ８方式Ｖ
ＴＲにおけるピーキング特性の一例は第２図に示した通
りであるが、ＳＡＷフィルタ３６では１０ＭＨｚ高域変
換した第５図のようなピーキング特性４０、群遅延特性
４１が得られる。従来と異なる特長は、（１）帯域内の
群遅延特性が平坦である。

（２）　　低域変換クロマ信置あるいは低域変換クロマ
信号とＦＭ輝度信信号間５に周波数多重されたＦＭ音声
信号などの除去用フィルタ４２（トラップフィルタある
いはＨＰＦ　）を同時に構成できる。

（３）　　１７−１８ＭＨｚにトラップあるいはり、Ｐ
Ｆ特性を持たすことによシ高域ノイズの低減ができる。

などである。

本発明では、後述する反転防止回路をＳＡＷフィルタ３
６で構成するために、上記したピーキング特性だけでな
く第６図に示すＨＰ　Ｆ特性４５、ＬＰＦ特性４４も同
時に含む形としている。なおＨＰ　Ｆ％性４６とＬＰＦ
％性４４全４４、したものはフラット特性４５となる。

第７図は、ＳＡＷフィルタ６６の入出力特性を示したも
ので、入力電極３７と出力電極６８の各々の伝達関数の
積で得られる特性をピーキング特性４０とＨＰ　Ｆ特性
４３とを加算したバイパスピーキング特性４６と１−１
人力電極３７と出力電極５９の各々の伝達関数の積で得
られる特性をピーキング特性４０とＬＰＦ特性４４とを
加算したロ′−パスピーキング特性４７としている。出
力電極６８と出力％Ｌ極６９の出力は同極性とし、４：
１に混合した場合の入出力特性は４Ｂとなり、第５図の
ピーキング特性４０と一致する。なお出力％ｉ３Ｂと出
力電極５９の出力の極性を逆にし、かつ後続するリミタ
１９と増幅回路２１の極性も逆にし、全体として同極性
とすることも可能である。

また、１つの入力電極、２つの出力電極に関しては、正
規型、重み何型の任意の組合せが可能である。

第８図は、本発明の第１の実施例（第３図）におけるＳ
ＡＷフィルタ３６、リミタ１９、増幅回路２１、混合回
路２２およびＡＧＣ３３からなる反転防止回路の動作を
説明するものである。スイッチ回路１５の出力４９は、
ヘッド１の出力５０、ヘッド２の出力５１からなシ、バ
ラツキなどによりヘッド出力に差がある。また５２に示
すように短期間ｔだけ出力が低下する場合がある。ヘッ
ド１゜２の期間はＮＴＳＣの場合それぞれ１フイールド
５３　（１／６０ｓｅｃ　）である。ＡＧＣ３３はフィ
ールド間の出力差を補正するのに適した時定数を有し、
高域変換稜のＳＡＷフィルタ６６の入力は５４のごとく
フィールド間の出力差がなく、かつ、あらかじめ決めら
れた一定振幅となる。ただし、５２のごとく短期間ｔの
出力低下には応答しないように時定数を選ぶものとする
。信号がＳＡＷフィルタ６６に入力した後バイパスピー
キング特性を有する出力電極３Ｂの出力はリミタ１９に
加わリ、リミタ１９の出力は５５のととくなる。ここで
リミタ１９は短期間ｔの出力低下にも応答し、−ｔ！幅
となる。一方ローバスピーキング特性を有する出力ｔｉ
、　極３９の出力は増幅回路２１に加わり、増幅回路の
出力は５６のごとくなる。ここでは短期間ｔの出力低下
はそのまま現われる。５５と５６が短期１１４１　を以
外は同−徹幅となるようにリミタ１９、増幅回路２１、
ＡＧＣ３３のゲインを選ぶ。５５と５６は混合回路２２
で混合されるが、期間を以外はＨＰＦ特性とＬ　Ｐ、Ｆ
特性が打消し合い、第９図５７（第５図４０と同じ）に
示す通常のピーキングがかかる。期間ｔではリミタ１９
の出力が増幅回路２１の出力よりも大きいため第９図５
８に示す高域がより多く持上るピーキングがかかる。前
述したように出力が低下する場合は高周波程低下の度合
が太きく、ＦＭキャリアと下側帯波のレベルが逆転する
反転が生じるが、上記構成によシ反転防止が実現できる
。

このピーキング回路、反転防止回路の性能を確保するだ
めに、ＡＧＣ３３は特に重要である。

以下にこの事について詳しく説明する。第１０図にＡＧ
Ｃ３３が働らかない場合のスイッチ出力１３の出力信号
４９、ＳＡＷフィルタ３６の入力信号６０、リミタ１９
の出力信号６１、増幅回路の出力信号６２を示す。ＡＧ
Ｃ３！＋が働らかないため、ＳＡＷフィルタ３６の入力
信号６０はフィールド間にレベル差が生じている。すな
わち、期間６３の（ｊｊ号レベルの方が期間６４の信号
レベルに比較し大きくなっている。

バイパスピーキング特性を有する出力電極５日の出力は
リミタ１９に加わり、リミタ１９の出力は６１のごとく
一定の振幅となる。一方ローバスピーキング特性を有す
る出力電極６９の出力は増幅回路２１に加わシ、増幅回
路の出力はＳＡＷフィルタ６６の入力信号６０に対応し
て、６２のごとくなる。信号６１と６２は混合回路２２
で混合され、ピーキングがかかる。

しかし、ピーキングのかかυ方がフィールド間で異なる
。すなわち期間６５においては、リミタ１９の出力信号
６１のレベルが、増幅回路２１の出力信−＋１ｆ６２０
レベルとほぼ同じである。したがって、６１のレベルと
ＨＰＦの伝達関数の極により定マルバイパスピーキング
特性と、６２のＬ／　ヘＡ／とＬＰＦの伝達の伝達関数
の私によシ定まるローパスピーキンク特性の和のピーキ
ング特性となる。

これに対し、期間６４においてはリミタ１９の出力信号
６１のレベルが、増幅回路２１の出力信号６２のレベル
よシ大きい。したがって）１イパスピーキング特性とロ
ーパスピーキング特性の和のピーキング特性は、期間６
６の時のピーキング特性に比較し高域がより多く持上る
ピーキングがかかる。

このようにピーキングのかかり方が、フィールド毎で異
なるのみならずピーキング量が、ＳＡＷフィルタ３６０
入力信号６００レベルに依存する。すなわちＡＧＣ３！
ｌが働らかない場合には、再生信号のレベル変動により
、ピーキング量が変化する訳である。

その結果、最適のピーキングが行なわれず、さらに反転
現象が短期間を以外でも生じる事もある。以上の説明か
ら判るようにＡＧ（ｊ３の働きは、ピーキング、反転防
止性能を確保するために非常に重要である。

ところで周知のようにＶ　Ｔ　Ｒでは、輝度信号はキャ
リア周波数約４ＭＨｚのＦＭ信信号変換されて記録され
ている。またクロマ信号はＦＭ帯域より低い周波数７０
０Ｉ徂２伺近に変換して輝度信号ＦＭ波と重ね合わせて
記録されている。したがって再生された信号はクロマ信
号とが１１１信号が重ね合わされており、スイッチ回路
１３の出力波形は第１１図の６６に示す波形となる。こ
こで、期間Ｔは数ｎ１８　ｅ　（！である。エンベロー
プ６８ハ約７０゜ＩＧ（ｚに低域変換されたクロマ信号
であり、６９はキャリア周波数が約４　Ｍｌ（ｚの再生
Ｆ　Ｉ’１４信号である。

再生信号波形６６はクロマ信置のみをトラップするクロ
マトラップ６５を経て６７に示す波形となる。波形６７
ではクロマ信号成分がないため一定振幅Ｄ２の再生ＦＭ
信号のみになる。このＤ２のレベルに応じてＡＧＣ３３
で利得を制御し、高域変換回路３４の入力信号が常に一
定となるようにしている。

ＡＧＣｓ３は振幅レベルを検波し、整流した直流電圧に
より可変利得増幅器を制御する方法である。その応答周
波数範囲は広く、クロマ信号７００　Ｋ）Ｉｚにも応答
する。したがって、クロマトラップ６５において、クロ
マ信号が除去され力いと、クロマ伊丹の振幅レベルＤ１
に応じて可変利得増幅器を制御する事になる。その結果
、再生画の色の濃淡に応じて制御１された再生ＦＭ信号
レベルが変化し、周波数変換器６４０入力信妥レベルが
変動する。

このようにＡＧＣ３３の前方にクロマトラップ６５を設
置する事は、ＡＧＣ３３を効果的に動作させるために不
可欠である。

なお、クロマトラップ６５はＡＧＣ３３の入力信号のク
ロマ成分を取り除く事が目的であるから、たとえはクロ
マ信号よシ高いカットオフ族波のＨＰ　Ｆ’を使用して
もよい。

第１２図は本発明の信号再生回路の別の一実施例を示し
たものである。第６図と異なる点はＡＧ０３３が周波数
変換回路３４とＳＡＷフィルタ３６の間に位置する点で
ある。この場合にも、クロマドラ、プロ５がＡＧＣ３３
の前方に位置するため、ＡＧ（４３は効果的に動作させ
る事が出来る。

以上述べたように本発明ではピーキング回路、反転防止
回路をＳＡＷフィルタで構成し、かつＡＧＣの前にクロ
マトラップを設けることで、ＡＧＣを効果的に使用し、
従来回路に比べ高性能、部品点数低減を実現できる。そ
の結果ＶＴＲなどに適用した場合の性能向上、コスト低
減に対する効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＶＴＲの信号再生回路のブロック図、第
２図は従来のピーキング回路のゲイン、群遅延特性曲線
図、第６図は本発明の信号再生回路の一実施例を示すブ
ロック図、第４図は本発明において用いるＳＡＷフィル
タの内部構成図、第５図はＳＡＷフィルタによるピーキ
ング特性曲線図、第６図は反転防止回路の動作説明図、
第７図はＳＡＷフィルタ電極にょるピーキング特性の違
いを示した特性曲線図、第８図は反転防止回路の動作説
明図、第９図は反転防止回路の動作時のピーキング変化
特性図、第１０図は本発明におけるＡＧＣの効果を説明
する動作説明図、第１１図は本発明において用いるクロ
マトラップの効果を説明する動作説明図、第１２図は本
発明の別の一実施例を斥すブロック図である。 １．２・・・ヘッド、６，４・・・ロータリトランス、
９．１０・・・プリアンプ、１６・・・、スイッチ回路
、１９・・・リミタ、２１・・・増幅回路、２２・・・
混合回路、２９．３０・・・固定コンデンサ、３１．３
２・・・フィードバック抵抗、３６・・・Ａ　Ｇ　Ｃ、
３４・・・高域変換回路、３５・・・発振器、６６・・
・ＳＡＷフィルタ、６５・・・クロマトラップ。 第２図 周ｉＬ数（図Ｈ２） 才４閉 ｂ 第５図 １１　１２　１３　１４１５　７６　１’／固散我ＣＭ
ＨＩ） オ６図 眉沢奴（ＭＭｆ） オフ図 ＩＩ　　１２　７３　　ｇ　　１５　１６　１７同＊倭
（（閘門２） 才δ図 オフ図 同う皮奴（ＭＨｚ”） オＩＯ図 ４θ、３ｅＣ 才　！１　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　ビデオへ、ドなどによシ再生された信号の中から
   クロマ信号を除去する回路と、再生さｈた信号を一定の
   レベルにする自動利得制御回路と、再生された信号を高
   域変換する高域変換回路と、該高域変換回路より後段に
   設置さね、高周波を主としてピーキングする第１のフィ
   ルタと、低周波を主としてピーキングする第２のフィル
   タと、第１のフィルタの後に設置されたリミタ回路と、
   第２のフィルタの後に設置された増幅回路と、該リミタ
   回路出力と該増幅回路出力を加算する加算器とをピーキ
   ング回路および反転防止回路として含んで成る信号再生
   回路において、前記第１のフィルタおよび第２のフィル
   タよシ前段に前記自動利得制御回路が位置し、該自動利
   得制御回路よシ前段に前記クロマ信号を除去する回路が
   位置するようにしたことを特徴とする信号再生回路。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の信号再生回路におい
   て、前記第１のフィルタと第２のフィルタを弾性表面波
   フィルタを用いて構成したことを特徴とする信号再生回
   路。