JPS5935595A - 電力変換装置の電流制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野〕 本発明は、例えば電動機の如き負荷を駆動する場合可変
電圧・可変周波数電源として好適なインパーク又はサイ
クロコンバータなどの゛電力変換装置に係り、特に、多
相磁流の設定値指令入力と負荷に実際に供給される多相
交流電流との間に位相誤差、振幅誤差を生じないような
電力変換装置の゛電流制御方法（こ関する。

し発明の技術的背景〕 インバータ又はサイクロコンバータのような電力変換装
置を用いて負荷にＥｌ変周波数の交流電流を供給する場
合、電力変換装置に対する電流設定値と負荷電流との間
Ｑこ位相誤差、振幅誤差を生ずることが知られている。

即ち、第１図は従来のサイクロコンバータの電流制御構
成図であるが、これを用いて従来の電流制御法の問題点
を説明する。

同図はサイクロコンバータを用いて三相交流電流を負荷
に供給する例である。ｌ旧は電流振幅設定器であり振幅
指令値１１　　を設定する。１０３は負荷に供給する交
流電流の周波数の設定器であり出力４＋４ 周波数相当の電圧Ｖｎ　（周波数指令）を設定する。

１００は指令器であり、後述の電力変換装置１０への電
流指令を作り出す。１０５は係数器であり、振器であり
周波数指令値の電圧ｖｆ、を入力し、目的の出力周波数
番ζ比例するパルス周波数（、ｌを発振する。１０９は
カウンタであり、パルスＭ［ｆｉｆｌをカウントし、そ
の出力に、出力周波数の１周期で一巡するディジタル値
の信号θ１１　　を発生する。

即ち、θ１．は出力したい電流の位相角である。１１１
は関数器であり、位相角θ、１を入力し、単位正弦波の
三相電流指令１１ｔｌ　””’　ｌ　ＩＷを発生する。

即ち、１□〜重ｔは式（１）で表わせる。

なお、以下の説明で用いられる第１図の関数器Ｉｌｌ　
、第３図の関数器３１６、第５図の関数器４５４などは
、その構成は周知の読み出し専用メモリ（いわゆるＲｔ
）Ｍ　）を基本要素とし、そのアドレスにディジタル値
の入力が与えられると、予じめ記憶させ゛〔おいだディ
ジタル値の関数値が出力され、そのディジタル値の関数
値をアナログ値に直して出力するようなものを想定して
いる。

１１６．１１７，１１８は掛算器であり、単−位電流指
令１、。〜１．Ｗ　と係数器１０５の出カ信°号を掛算
し、交流電流指令１１７．〜！ル全作る。即ち、五九〜
ｌ１ｌｆは式（２）で表わせる。

」０は電力変換装置であり、指令器１００がら受けた交
流電流指令＋１Ｏ−１１Ｗに基づいて負荷に多相交流電
流を供給する。２００は制御回路である。２０１〜２０
３は比較器であり、前記の交流電流指令値＋１Ｕ−＋１
Ｗ　　と、後で説明するが、検出の負荷電流／ ＋１Ｏ−１１Ｗ　　をそれぞれ図示の極性で比較し、誤
差ε嘗υ〜ε１ｗ　　を作、り出す。２０７〜２０９は
演算器であり、前記の誤差εＩｔｌ〜ε、Ｗを演算し゛
〔交流電圧指令ｖ１：〜ｖＩＷを作り出す。５００はサ
イクロコンバータであ餐′　憂□ す、交流電圧指令ｖＩＬ＋〜ｖ１ｗで指示された三相交
流電流Ｖ、ｔｌ　”−ＶＩＷを発生する。６００は三相
誘導電動機などの負荷であり、それぞれ巻線Ｖ　、　Ｖ
　、Ｗを持つ。三相交流電圧ｖ、ＩＪ　−ｖ、ｙが負荷
６００に印加されると、それに見合った負荷電流ｉ、υ
〜ｉＩｗが流れる。５１６゜５１７．５１８は電流検出
器であり、負荷電流ｉ、、−ｉ１．を絶縁検出して負荷
電流信号ＩＩＩマ〜ｉ、ｗ（負荷へ流れる′電流と同一
符号を用いる）を出力し、これらは前記の比較器２０１
〜２０３に帰還される。このように構成された従来の装
置では指令器１００の出力の交流電流指令＋　１０　”
’−１１Ｗが交流量であり、これと交流量の負荷電流検
出値ｉ、１．−ｉ、、かつき合わされて電流制御動作が
行われ、結果として負荷６００には交流電流指令１．Ｕ
〜ＩＩＷに応じた負荷電流ｉ、υ〜Ｉ＋Ｗが流れること
（こなる（但し、サイクロコンバータなどではリップル
分を含むが、それを無視する）。

なお、第１図の構成の電力変換装置においては、実用上
、負荷６面の中性点０２とサイクロコンバータ５００の
中性点０１を接続しないと運転不可能である。

さて、指令器１００への入力、即ち、振幅指令値工０９
周波数指令値Ｖｆ、とその出力の交流電圧指令晴〜ＩＩ
Ｗ（及び負荷電流ｉｌＵ〜ｉ、、　）との関係を第２図
で説明する。第２図ど■■■は負荷６００の巻線位置＋
、畳 とし、そこに式（２）で与えられる′電流１１０−＋１
ｗ　（ここで、矢印を取り去った記号は実際をこ負荷に
流れる゛電流、又は電圧成分とする）が流れると、それ
らの電流の合成ベクトル（これを、電流の空間ベクトル
、とも言う）木、は、その振幅（絶対値）はニーで一定
で、その位相角（巻線■から測ったもの）はθ富　とな
り、一定速度で回転するベクトルとなる（なお、空間ベ
クトルＩ、をを幅Ｉ、と位相角θＩ＋の２つの要素で表
示する方法を、極座標表示と言う）。この事実から、多
相交流負荷への電流を指→脣 令するのに、まず、電流ベクトルエ、を設定し、これを
多相交流指令に分解すればよいことが分る。

この考えに基づき前記の指令器」ｏｏが構成され゛〔い
る。即ち、第１図の振幅指令工、は第２図の電流ベクト
ルエ、の長さを指示し、指令６１００の中の位相角θｉ
、は第２図の電流ベクトルＩ、の回転角を指示すること
になる。この工、とθＩＩ　　を元にして第１図の関数
器１１＋で式＋１１の多相（図では三相）単位電流指令
１１１１＝１１Ｗを発生し、掛算器１１６〜１１８でそ
の振幅を調整すると式（２）による多相交流゛電流指令
１１０〜ｔ、ｗが発生されることｔこなる。なお、第１
図の指令器ｌＯＯの構成は、別にこの構成だけが唯一で
はなく、後述の発明の説明を簡単にするだめにこの構成
を用いている。

［背景技術の問題点〕 かように構成した第１図の電力変換装置では、交流量の
電流指令１１．〜里８ｗと、交流量の負荷電流１菫ｕ〜
ｉ８ｗが比較され、その偏差εＩυ〜εＩｗ　（即ち、
この備差も交流量である）が演算器２０７〜２０９で演
算されて制卸動作を行う。いわゆる交流制御系である。

周知の如く、交流量の指令が与えられた閉ループ制卸系
は、制御系の伝達関数にも関係するが、一般（こ、指令
値と実際値の間に位相誤差・振幅誤差（定常状態におい
ても）を生じ、これらの誤差は入力周波数が高くなるに
つれて増大することが知られている（即ち、第１図の如
く構成した電流制御ループでは、一般に定常１扁差を完
全に無くすることは難しい）。

第１図の従来の電流制御法では、例えば′電力変換器を
こサイクロコンバータを用いた場合には、負荷電流にリ
ップル成分を含むので演算器２０７〜２０９の構成に制
約を受け、その結果、出力周波数を上げるにつれ交流電
流指令値と負荷電流との間の位相誤差、振幅誤差が許容
でもない程に太きくなり問題になっている。特に、サイ
クロコンバータのような電力変換器を可変周波数電源と
して用い、誘導電動機のベクトル制御運転を行うことが
、最近、盛んになされているが、このような用途の電力
変換装置は電流指令値に対して、位相誤差、振幅誤差が
無い出力電流を流せることが絶対的に必要な東件である
。従って、多相電流の設定値指令入力と負荷に実際に供
給される多相′電流との間をこ、振幅誤差１位相誤差を
生じないような電力変換装置の電流制御法の出現が強く
望まれていた。

し発明の目的〕 従って本発明め目的は電力変換装置を用いて負荷【こ多
相交流電流を供給するときＶこ問題になる。

多相電流の設定値と実際に負荷に供給される多相交流電
流との間の、少くとも定常時における抛幅誤差１位相誤
差を完全に除去でき、しかも、迅速な過渡応答を可能な
らしめるような電力変換装置の電流制御法を提供するこ
とにある。

〔発明の概要〕

この目的を達成するだめに本発明は次の点に着目して成
されたものである。即ち、前述のような交流制御系では
、一般的に指令値と実際値との間の偏差を零にできない
が、それに対して指令値（こ直流量の指令値を与え、そ
れ＆Ｃ帰還されてきた直流量の実際値をつき合わせ、そ
の誤差量を増幅して制卸動作を行わせるいわゆる直流制
御系では、誤差量を増幅する増幅器に積分要素を含ませ
ることにより定常偏差を完全に零にできる技術を適用し
たものである。

し発明の実施例〕 以下、本発明の電力変換装置の電流制御法を第３図を用
いて説明する。第３図は三相負荷６００に三相交流電流
を供給する例であり、構成としては今後の展開が見込ま
れている前述のベクトル制御用の電力変換装置を想定し
ている。

まず、その構成から説明する。第３図と前述の第１図に
おいて、同一符号（番号）を付しであるものは同じ作用
をするのでその説明を省略することがある。第３図で、
　　ｌｏｔは噴流振幅設定器であり撮幅指令値（第１の
後幅基準）■−を設定する。

１０３は周波数設定器であり、出カ周波数相ｉの電圧Ｖ
ｆ、を設定する。１５０は指令器であり、電力変換装置
２０への指令値をつくり出す。１５７は電圧／周波数変
換器であり、周波数指令値Ｖｆ、を入力し、目的の出力
周波数１ｒ比例するパルス周波数ｔ７ｔを発振する。１
５９はカウンタであり、パルス周波数ｆｔ′　をカウン
トし、その出力（こ出力周波数の１周期で一巡するディ
ジタル値信号θ、ｔ　を発生する。

即ち、θ。は、後述の雁座標系における指令の電流ベク
トルの位相角（第１の位相基準）である。

２０は本発明の電流制御法を採用した′電力変換装置で
あり、指令器１５０の出力Ｉ５．θ１．を受けて負荷に
三相交流電流を供給する。３００は制御回路である。３
０１は第１の比較器であり、前記の第１の振幅基準値Ｉ
、と、後で説明するが、検出の負荷電流ｉＩυ〜ｉ１ｗ
から導ひき出した極座標表示の負荷電流ベクトルの絶対
値、即ち、第１の後幅実際（ｔｌｎｌ＋とを比較し、第
１の振幅誤差ε、Ｉを作り出す。３０３は第１の演算器
であり、前記の第１の振幅誤差ε。

を演算してＭ２の振幅基準値Ｉ、ｏ　を作り出す。

３０５は係数器であり１、前記、第２の振幅基準値ｘ譜
をに、倍する。３１０は第２の演算器であり、後述の検
出器４５０で検出された、前記、極座標表示の指令の電
流ベクトルの位相、即ち第１の位相基準値θＩＩと負荷
電流ベクトルの位相θ１１どの偏差、即ち、式（３）の
第１の位相誤差ε、ψが導かれ、これを演算して第１の
位相補正信号ε、０を作り出す。

ε１ψ＝θ、、−θｏ　　　　　　　１３）３１２はア
ナログ値の入力信号をディジタル値に変換する回路、即
ちＡ／Ｄ変換器である。３１４はｉｆの加算器であり、
前記、第１の位相基準値θｘ１と前記、第１の位相補正
信号ε、０を加算し、即ち式（１）の演算を行ない、第
２の位相基準値θ二〇を作り出す。３１６は関数器であ
り１、前記、第２の位相基準臀 値θ＋１ａを入力し、単位正弦波の第２の電流指令値１
１０Ｕ　Ｉ　ｌｌ０Ｖ　１１１０Ｗを発生する。即ち、
１１九−１１−は式（５）％式％ （４） ３２０〜３２２は掛算器であり、第２電流指令値も−〜
１１０１１と係数器３０５の出方信号を掛算し、第３の
電流指令値１１ｔＨＩ　＊　’１０ｖｒ　’１ＯＮを作
る。即”’　＊　　’Ｉ”ＯＬ１〜１１−は式（６）で
表わせる。

この第３の電流指令値１１ｏ＋１−ｌｌ０ｗは、第１図
の従来の電流制御構成における交流電流指令’ＩＵ＝Ｉ
ＩＷに相当する。制御回路２００　、電力変換器５００
の構成と動作は従来法の第１図の同一番号カ所と全く同
じであり、説明を省略する。ただ、本発明の電流制御法
を用いた場合Ｖこは、第１図の従来法と違って。

負荷６００の中性点ｏ２と電力変換器の中性点０１を切
離して運転しても良好な特性が得られる。

５Ｌ６〜５１８は電流検出器であり、ここで検出された
負荷成流晴〜ｉＩｗは制御器２００へ帰還されると同時
に、検出器４５０にも導入される。検出器４５０の詳細
を第５図に示す。

第５図で、４５１は演算器であり、前記負荷電流ｉＩυ
〜ＩＩＷが入力され、それを後述するが、負荷電流の固
定座標系における第１軸成分ｉ、ａと第２軸成分＋１ｑ
　に分解する。即ち、負荷電流ｉ、υ〜ｉ０ｗが式（７
）で表わせるとすると、式（８）の如き演算で第１軸成
分１１ｄ　＊第２軸成分ｉＩ、が求められる。

次ｔこ４５４は関数器であり、前述の第１の位相基準値
θ１−　が入力され、単位正弦波Ｉｔ’ｓ　＋　ｉｌｑ
は式（９）で表わせる。

４５７．４５８は掛算器であり、演算器４５１の出力信
号’Ｉｄ　、’Ｉｑをそれぞれ２乗して出力する。４６
５は加算器であり、前記、掛算器４５７．４５８の出力
を図示の極性で加算する。４６９は関数器であり、入力
信号を開平して、後述するが、負荷電流ベクトルの絶対
値、即ち、第１の振幅実際値Ｉ、を出力する。

即ち、ｌ１は式Ｈのように表わせる。

ｘｌ＝Ｑ＝ｎＩＭＱ■ ４５９．４６０は掛算器であり、それぞれ前記、演算器
４５１．関数器４５４の出力信号を図示のように掛算す
る。４６７は加算器であり掛算器４５９．４６０の出力
信号を図示の極性で加算し、信号１２ｑ　を得る。

即ち、信号ｉ２．は式０υで表わせる。

１１ｑ＝１１８’　　ＩＩｄ　−ｎＳ　へ（”’Ａ　　
ＩＭ　　ＳＩｎ　（θ１１□−〇、、）＝Ｉ、ｓｉｎε
＋９’　　（ｉｌ１４７１は割算器であり、加算器４６
７の出力ｉｔｑ　を関数器４６９の出力■１で割算する
。即ち、割算器４７１の出力は式ａ２で表わせるが、こ
れは、後述するが、指令の電流ベクトルの位相角（第１
の位相基準）θＩＩと負荷電流ベクトルの位相角θ１．
との差、即ち式（３）の第１の位相誤差ε１ψの正弦値
ｉ、ｑとなる。

ｉ、ｑ＝　ｓ＋ｎ　（θＩＩ−θ！、）＝ｓｉｎε＋９
’　　　（１２＋４７３は関数器であり、入力信号の逆
正弦値を出力する。即ち、関数器４７３の出力は前記の
位相誤差ε、ψとなり、式（１３）で表わせる。

ε、＜ｐ＝ｓｉπＩ　、、　　　　　　　　　Ｑ〜これ
ら、求められたＩＩ、ε１ψは前述の制御回路３００に
導びかれる。以上が本発明を適用した電流制御系の構成
であるが、次にその動作を説明する。

まず、今までに述べた信号間の関係を説明する。

第２図Ｖこおいて、式（２）で与えられる３相の交流電
流指令１．ｕ〜ＩＩｗを合成すると、図のように電動機
内部には空間ベクトルとして電流ベクトルエ、が合成さ
れ、このベクトルは長さがＩ、で一定で、位相角θ□、
で回転する回転ベクトルになることについては前に述べ
た。よって、多相交流の電流指令としては、個々の相に
対応する個別の電流指令値を与える必要はなく、一括し
て電流ベクトルＩ、を指示する−だけでよいことは明ら
かである。

第４図に各信号間の状態を示す。第４図の中の記号で、
他の図面に記入しであるものと同じものは、同一の信号
を表わす。第４図で、■〜■は負荷の巻線位置とする。

ｄｓ−ｑｓは固定座標系で、その第１軸ｄｓは負荷巻線
Ｕ相に固定され、それと直交して第２軸ｑｓがとられる
。又、　ｄｓ軸は、ベクトルの極座標表示Ｉｎおける始
線としその極をｄｓ、ｑｓの交点に選ぶ。従ってベクト
ルの極座標系←でおける表示方法は、このｄｓ軸からの
角度とその絶対値で表わされる。このように設定した極
座標系では、指令の′電流ベクトルエ、はその絶対値、
即ち前述のＭｌの振幅基準工、と、その位相角、即′ち
、前述の臀　　′　　　　　　　　　　　　　　　　　
餐　　　養第１の位相基準θ８．で表わされる。これら
１１と０１゜は第３図の指令器１５０の出力として、次
段の電力変換装甑２０　＆（与えられる。まだ、指令の
電流ベクトルＩ、を負荷のＵ、Ｖ、Ｗ巻線ｔこ投影する
と、従来の第１図における交流電流指令１１ｕ−１，ｗ
になるが、これは式（２）で与えられる。第４図の第１
の位相基餐 準θ！、を位相信号として２相の単位正弦波を発生させ
たものが、第５図の関数器４５４で発生される＋１ｄ　
、　Ｉ＋ｑである。第４図のその他の信号ｔＣついては
、以下の説明で順次明らかにする。

第３図に戻って、指令器１５０からは直流量の第１の掘
幅基準値工、と、第１の位相基準値θ８．か出力され、
これらが電力変換装＠２０への指令値として与えられ、
この指令値に基づいて負荷６００に三相交流′電流を供
給することになるが、その動作は次の様になる。

まず、検出器４５０の中では式（７）のように表わせる
負荷電流１．ｕ−１，，と、第１の位相基準θ、、を用
いて、前記説明の式（８）〜α皺で表わせる内部処理が
行われ、結果として第１の振幅実際値Ｉ、と第１の位相
誤差ε、ψが得られる。この工８．ε、ψは第４図にお
いて。

負荷電流ベクトルエ＋（これは式（７）の晴〜！、の合
成の結果得られる空間ベクトルである）の絶対値、及び
、指令の電流ベクトルエ、の位相角θ、Ｉと負荷′磁流
ベクトル尤の位相角θ、、との差の角１今である。工、
。

ε１ψは直流量であり、第３図の制御回路３００に導か
れる。即ち、第３図をこおいて、第１の比較器→昔 ２５１では第４図の指令の電流ペクトル工１の絶対値Ｉ
、と負荷電流ベクトルｌ、の絶対値１．が比較され、直
流量の第１振幅誤差ε１．が得られる。これら直流量の
第１撮幅誤差ε７４．第１位相誤差ε１ψはそれぞれ第
１．第２演算器３０３．３１０で演算され、第２振幅基
準値１１０　＋第１位相補正信号ε、Ｃが作られ、又、
ε１ｏ　はＡ／Ｄ変換器３１２で変換され、次の第１　
ｊＪＵｌ算器３１４で第１の位相基準値θπと加鉛され
、その結果が式（４）で表わされる第２の位相基準値θ
１，０となる。これら工、、　ｌθ八へは一つの空間二
りトルを表示苦　　　　　　餐 する量であり、結果としてｌ、０とθ０，０から第４図
Ｏ）補正電流指令ベクトルＩＩ＝が形成されることにな
る。次に、第２の位相基準値θ＋１０を入力踵関数器３
１６で式（５）に基づく第２め電流指令＋１００”−１
１０１１が発生され、続く掛算器３２０〜３２２（こお
いて係数器３０５でに０倍された第２の振幅基準値１１
０が掛算され、その結果、式（６）に基づく第３の電流
指令！１ＯＬ＋−１１０Ｗが発生されるが、この関係も
第４図に示しである。

即ち、第３の電流指令！、。１１””’ｌｌ０Ｗは、補
正電流指令ベクトル１１ｏ　　を負荷のＵ、Ｖ、Ｗ巻線
へ分解したものであり、三相の交流電流指令となる。こ
の第３の電流指令１４０１＋”−１１０Ｗは次の比較器
２０１〜２０３で検出の負荷電流Ｉ、υ〜１１ｗと比較
され、誤差ε、Ｕ〜ε、Ｗが発生され、この誤差が演算
器２０７〜２０９で演算され電圧指令値ｖ１ｕ−ｖ、ｗ
が作られる。電圧指令値Ｖ、υ〜Ｖ、Ｗに基づいて重力
変換器５００が制御され三相交流電圧ｖ、Ｕ〜ＶＩＷが
発生され、負荷電流１１０〜ｌ８ｗが流れる。通常、第
３図をこおいて、演算器２０７〜２０９はＰ増幅器（比
例）として構成し１．第１及び第２演ａ器３０３，３１
０はＰＩ増幅器（比例・積分）とし−て構成される。

以上が内部動作の説明である。このように構成した′磁
流制御回路では、もし仮（こ、第４図のように指令の磁
流ベクトル１１と負荷の゛電流ベクトルＩ。

との間に位相、振幅誤差を生じた場合には、第３図の第
１．第２演算器３０３，３１０がＩ）　Ｉ増幅器になっ
ているから、直流量の第１振幅誤差εＩＩｍ第１位相誤
差ε１ψが完全に零になるまで第４図の補正電流指令ベ
クトル１１ｏ　の振幅Ｉ＋ｏ（Ｉｕち、第２振幅基準値
）、位相角θ１１０　’（即ち、第２位相基準値）が修
正され、即ち、第３の電流指令値＋１０１３−１１０Ｗ
が修正され、負荷電Ｋｆ、　Ｉ＋ｕ−＋１ｗが変化し、
結果として４””　１１　＋　ＯＨ＝θ３．となり、よ
って第４図のベクトルＩ。

と１．は完全に一致することになる。このことは。

言い替えれば、指令の電流ベクトルｌ、は第３図の場合
であれば、従来の第１図における三相の交流電流指令！
、″ニーｊ１ｗｋこ等価であり、又、負荷の電流ベクト
ル１１は実際に負荷Ｖこ流れる゛電流１１υ〜ＩＩＷと
等価餐　　、苦 であるから、よってこれら交流電流指令ＩＩυ〜Ｉ１．
と負荷電流１１１１〜１１ｗは交流機でありながら、そ
の位些、振幅とも完全に一致したものとなる。また、第
３図の第１の後幅誤差ε□、第１の位相誤差ε、ψが常
に直流量で検出されるから、出力周波数の大小いかんに
かかわらず、＠流指令値と実際の負荷′電流を完全（こ
一致させることができる。従って、第１の従来の電流制
御法で現われた欠点を、本発明のこの電流制御法では完
全をこ克服でさる。

ところで、第３図の説明では指令器１５０を設置して、
指令の磁流ベクトル■１の絶対値（第１の振幅基準）Ｌ
と、その位相角（第【の位相基準）θ１゜を作り出して
いるが、とれらは、一般的１こは次のようにして与えら
れる。即ち、第６図は本発明シこなる第３図の磁力変換
装置２０を用いて、負荷である銹導°峨動機ＩＭをベク
トル制御で運転する構成である。第６図で、３０は回転
数設定器であり回転数ＯＪ　ｒ”を指令し、この速度で
図のＩＭを回転させる。３１はいわゆるベクトル制御器
であり。

回転計６１０の回転数ωｒと前記のωｒ１及び諸々の定
数を演算して、ここか−ケヤ１記の第１の折幅基準値Ｉ
７．第１の位相基準値θ八が与えられるようになる。

即チ、ベクトル制御（こおいては、第４図４ζおいて、
■、は固定子電流ベクトルの目標値であり、■、は実際
に綿導機内部に確立される固定子電流ベクトルであるが
、ベクトル制御では指令のベクトルエ、と実際のベクト
ルエ、を一致させ得るか、否かが制御のポイント（こな
る。この点の詳細は必要であれば、米国電気学会雑誌、
工ｇＢｇ　Ｖｏｌ　ＩＡ−１６，Ｎａ３ＭＡＹ／ＪＵＮ
Ｂ。

１９８０　、Ｐ３４２〜３５０に述べられ−Ｃいるので
、ここでは説明を省略する。よって、第６図の電力変換
装置２０は、ベクトル制御器３１から与えられる指令値
工１′、θ１７に基づいて、前述説明の如き制御が行わ
れることになる。

し発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、インノ（−タ又は
サイクロコンバータなどの電力変換装置を用いて負荷に
多相交流電流を供給する時をζ問題になっていた、多相
電流の設定値と実際に負荷に供給される多相交流電流と
の間の位相誤差、振幅誤差を完全に除去し得るから、こ
の電流制御法を採用した゛電力変換装置を用いて電動機
のベクトル制御運転を行う場合Ｖこは、制御の安定性を
高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の゛電流制御法を採用した′電力変換装置
の構成図、第２薗は多相電流とその合成値である電流ベ
クトルとの関係を説明するだめの図、第３図は本発明の
電流制御法を採用しだ′電力変換装置の構成図、８ｇ４
図は本発明の電流制御法を説明するための、各信号の関
係図、第５図は第３図の中の検出器４５０の詳細図、第
６図は誘導電動機をペクト件制御で運転する時のブロッ
ク図である。 ３０・・・回転数設定器　　３１・・・ベクトル制御器
ｔｏｉ・・・電流珈幅設定器　　１０３・・・周波数設
定器１５０・・・指令器　　　　２０・・・車力変換装
置３００・・・制御回路　　　４５０・・・検出器２０
０・・・制御回路　　　　５００・・・サイクロコンバ
ータ５１６〜５【８・・・電流検出器　６００・・・負
荷６１０・・・回転討つ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電流指令が力えられて、その電流指令に基づいて電力変
   換器が制御され、多相負荷に電流指令に応じた多相負荷
   電流を供給するようにした電力変換装置において、 多相交流″電流を極座標表示の空間ベクトルとしてとら
   え、この空間ベクトルの電流指令値を指令する黴として
   、ベクトルの絶対値である第１の振幅基準値と、そのベ
   クトルの位置である第１の位相基準値が与えられ、 多相負荷電流を検出し、前記空間ベクトル表示ｐＣおけ
   る負荷電流ベクトルの絶対値である第１の橡幅実際値と
   、そのベクトルの位置である第１の位相実際値を検出す
   る手段を設え、 前記第１の撮幅基準″値と前記第１の振幅実際値とを比
   較し、その偏差を演算して第２の振幅基準値を得るだめ
   の第１の比較演算手段を備え、前記第１の位相基準値と
   前記第１の位相実際値とを比較し、その偏差を演算して
   第１の位相補正信号を得るだめの第２の比較演算手段を
   備え、前記第１の位相基準値と前記第１の位相補正信号
   を加算し第２の位相基準値を得るだめの第１の加算手段
   を備え、 前記第２の位相基準値と前記第２の振幅基準値から多相
   の電流指令の第３の電流指令値を発生する手段を備え、 前記多相の第３の電流指令値と前記検出の多相負荷電流
   とを、対応する個々の相で比較演算、その演算結果によ
   り多相の電圧指令値を得るための、比較演算手段を備え
   、 前記電圧指令値に基づいて゛電力変換器の出力電圧を調
   整して多相負荷の′電流を制御することを特徴とする電
   力変換装置の電流制御方法。