JPS5934033B2 - 直交振幅変調器 - Google Patents
直交振幅変調器Info
- Publication number
- JPS5934033B2 JPS5934033B2 JP52033738A JP3373877A JPS5934033B2 JP S5934033 B2 JPS5934033 B2 JP S5934033B2 JP 52033738 A JP52033738 A JP 52033738A JP 3373877 A JP3373877 A JP 3373877A JP S5934033 B2 JPS5934033 B2 JP S5934033B2
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- JP
- Japan
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- value
- data signals
- modulator
- phase
- data
- Prior art date
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は構成が非常に簡略化された直交振幅変調器に関
するものである。
するものである。
情報伝送の一つの手段として、すでに搬送波デジタル伝
送方式が実用となつているが、最近ではさらに情報伝送
量の増大化かつ使用周波数帯域の有効利用化等の観点で
研究が進められている。
送方式が実用となつているが、最近ではさらに情報伝送
量の増大化かつ使用周波数帯域の有効利用化等の観点で
研究が進められている。
その中の一つの方式として１６値直交振幅変調方式があ
る（以下ＱＡＭ方式と略す）。従来の１６値ＱＡＭ方式
では、ＱＡＭ変調器は直交関係にある２つの直線形０−
π変調器をそれぞれ４値のデータ信号にて駆動し、それ
らを合成することによつて１６値ＱＡＭ信号を得ている
。
る（以下ＱＡＭ方式と略す）。従来の１６値ＱＡＭ方式
では、ＱＡＭ変調器は直交関係にある２つの直線形０−
π変調器をそれぞれ４値のデータ信号にて駆動し、それ
らを合成することによつて１６値ＱＡＭ信号を得ている
。
２列の４値データ信号は４列の２値データ信号を論理回
路を通した後、２値データ信号を２列づつまとめそれぞ
れ４値Ｄ／Ａ変換回路に通すことによつて得ている。
路を通した後、２値データ信号を２列づつまとめそれぞ
れ４値Ｄ／Ａ変換回路に通すことによつて得ている。
尚、論理回路は復調回路にて得られた復調データ信号が
送りデータ信号と一致するような論理操作を行つている
。
送りデータ信号と一致するような論理操作を行つている
。
又、復調回路においては１６値ＱＡＭ信号は、直交関係
にあるＰ、Ｑ２つの位相復調器でもつて位相復調され、
２列の４値データ信号に変換される。それら出力信号は
４値を識別する４値Ａ／Ｄ変換回路に入り、それぞれ４
列の２値信号に変換される。更にそれら信号は論理回路
に入りここで、送り４列のデータ信号＆（対応する信号
列に変換される。以上のような従来の方式によるとベー
スバンドデータ信号の処理回路としてＱＡＭ変調器には
４値Ｄ／Ａ変換回路及び論理回路、又、復調回路には４
値Ａ／Ｄ変換回路及び論理回路が必要であり、これらは
回路構成上非常に複雑なものとなる。
にあるＰ、Ｑ２つの位相復調器でもつて位相復調され、
２列の４値データ信号に変換される。それら出力信号は
４値を識別する４値Ａ／Ｄ変換回路に入り、それぞれ４
列の２値信号に変換される。更にそれら信号は論理回路
に入りここで、送り４列のデータ信号＆（対応する信号
列に変換される。以上のような従来の方式によるとベー
スバンドデータ信号の処理回路としてＱＡＭ変調器には
４値Ｄ／Ａ変換回路及び論理回路、又、復調回路には４
値Ａ／Ｄ変換回路及び論理回路が必要であり、これらは
回路構成上非常に複雑なものとなる。
更に搬送波デジタル伝送方式においては、受信側で位相
同期検波する際に基準搬送波の引込位相の不確定さから
、復調信号のパルス列が変化する。この不都合を打消す
ために、一般に送信側に４列の和分論理回路、受信側に
４列の差分論理回路を設けている。これらもさらに回路
構成を非常に複雑とする。このように従来の１６値ＱＡ
Ｍ方式によるとベースバンドデータ信号の処理の方法が
非常に稜雑になつている。な？、前述の従来のＱＡＭ方
式の詳細については、下記の文献を参照されたい。
同期検波する際に基準搬送波の引込位相の不確定さから
、復調信号のパルス列が変化する。この不都合を打消す
ために、一般に送信側に４列の和分論理回路、受信側に
４列の差分論理回路を設けている。これらもさらに回路
構成を非常に複雑とする。このように従来の１６値ＱＡ
Ｍ方式によるとベースバンドデータ信号の処理の方法が
非常に稜雑になつている。な？、前述の従来のＱＡＭ方
式の詳細については、下記の文献を参照されたい。
（１） 「ＰＣＭ／ＦＤＭＡｓａｔｅｌｌｉｔｅｔｅｌ
ｅｐｈＯｎｙｗｉｔｈ４−ＤｉｍｅｎｓｉＯｎａｌｌｙ
−ＣＯｄｅｄｑｕａｄｒａｔｕｒｅａｍｐｌｉｔｕｄｅ
ｍＯｄｕｌａｔｉＯｎ」１９７６年発行ＣＯＭＳＡＴＴ
ｅｃｈｎｉｃａｌＲｅ一Ｖｉｅｗ（コムサツト テクニ
カル レビユ一）第６巻、第２号、第３２３頁〜第３３
８頁（２）米国特許３，８８７，７６８号、１９７５年
６月３日発行本発明の目的はこのような欠点を除くもの
で、ベースバンドデータ信号の処理を簡略化した直交振
幅交換器を提供することにある。
ｅｐｈＯｎｙｗｉｔｈ４−ＤｉｍｅｎｓｉＯｎａｌｌｙ
−ＣＯｄｅｄｑｕａｄｒａｔｕｒｅａｍｐｌｉｔｕｄｅ
ｍＯｄｕｌａｔｉＯｎ」１９７６年発行ＣＯＭＳＡＴＴ
ｅｃｈｎｉｃａｌＲｅ一Ｖｉｅｗ（コムサツト テクニ
カル レビユ一）第６巻、第２号、第３２３頁〜第３３
８頁（２）米国特許３，８８７，７６８号、１９７５年
６月３日発行本発明の目的はこのような欠点を除くもの
で、ベースバンドデータ信号の処理を簡略化した直交振
幅交換器を提供することにある。
特に本発明によるＱＡＭ変調器を用いれば、復調回路に
おいても、ベースバンドデータ信号の処理が簡略化され
ＱＡＭ方式として多大の利点をもつ。また、後述するよ
うに伝送系の非直線歪の影響を軽減することもできる。
おいても、ベースバンドデータ信号の処理が簡略化され
ＱＡＭ方式として多大の利点をもつ。また、後述するよ
うに伝送系の非直線歪の影響を軽減することもできる。
以下図面を参照して本発明の詳細な説明を行う。
第１図は従来の１６値ＱＡＭ変調器であり、１は局部発
振器、２は分配器、３は移相器、４および５は直線形０
−π位相変調器、６は合成器、７および８は４値Ｄ／Ａ
変換回洛、９は論理回路である。又、第２図は直線形０
−π位相変調器の特性例であり、１０は振幅特性、１１
は位相特性である。又、第３図は１６値ＱＡＭ信号のデ
ータ配置図である。第１図に基づいて動作を以下説明す
る。搬送波信号は局部発振器１にて発生され、分配器２
によつて二等分岐される。分岐された信号は一方の直線
形０−π変調器４を介して合成器６に入る。又、他方の
信号は移相器３、更に直線形０π変調器５を通り合成器
７に入る。合成器７でＰおよびＱ信号は直交合成される
。ここで、直線形０−π変調器に第２図に示されるよう
に、ドライブレベル対出力レベル特性として直線１０の
如く線形特性をかつ、ドライブレベル対出力位相特囲と
して曲線１１の如き位相反転特性を有するものを用いれ
ば、ＣＨｌ及びＣＨ２信号として第２図中の士ａ及び士
ｂの４値の信号を与えれば、合成器６の出力信号として
第３図のデータ配置図の如き１６値ＱＡＭ変調信号が得
られる。ＣＨＩ及びＣＨ２の４値データ信号は２値のデ
ータ信号Ｓ１〜Ｓ４を論理回路９を介して２値データ信
号２列づつまとめて、４値Ｄ／Ａ変換回路７及び８を通
すことによつて得られる。論理回路９は復調されたデー
タ信号がＳ１〜Ｓ４のデータ信号と対応するように論理
操作を行うものである。ここで論理回路９はＳ１〜Ｓ４
間の論理操作を行うため、ＣＨｌ及びＣＨ２にはそれぞ
れＳ１〜Ｓ４の信号成分を含んでいる。よつて受信側で
の位相復調の際の基準搬送波の位相不確定さから必要と
なる和分論理回路には４列のそれが必要である。このよ
うに従来の１６値ＱＡＭ変調器では非常に複雑なベース
バンドデータ信号の処理を行う必要がある。本発明はこ
のような欠点を除いたベースバンドデータ信号の処理を
非常に簡略化したＱＡＭ変調器を提供する。
振器、２は分配器、３は移相器、４および５は直線形０
−π位相変調器、６は合成器、７および８は４値Ｄ／Ａ
変換回洛、９は論理回路である。又、第２図は直線形０
−π位相変調器の特性例であり、１０は振幅特性、１１
は位相特性である。又、第３図は１６値ＱＡＭ信号のデ
ータ配置図である。第１図に基づいて動作を以下説明す
る。搬送波信号は局部発振器１にて発生され、分配器２
によつて二等分岐される。分岐された信号は一方の直線
形０−π変調器４を介して合成器６に入る。又、他方の
信号は移相器３、更に直線形０π変調器５を通り合成器
７に入る。合成器７でＰおよびＱ信号は直交合成される
。ここで、直線形０−π変調器に第２図に示されるよう
に、ドライブレベル対出力レベル特性として直線１０の
如く線形特性をかつ、ドライブレベル対出力位相特囲と
して曲線１１の如き位相反転特性を有するものを用いれ
ば、ＣＨｌ及びＣＨ２信号として第２図中の士ａ及び士
ｂの４値の信号を与えれば、合成器６の出力信号として
第３図のデータ配置図の如き１６値ＱＡＭ変調信号が得
られる。ＣＨＩ及びＣＨ２の４値データ信号は２値のデ
ータ信号Ｓ１〜Ｓ４を論理回路９を介して２値データ信
号２列づつまとめて、４値Ｄ／Ａ変換回路７及び８を通
すことによつて得られる。論理回路９は復調されたデー
タ信号がＳ１〜Ｓ４のデータ信号と対応するように論理
操作を行うものである。ここで論理回路９はＳ１〜Ｓ４
間の論理操作を行うため、ＣＨｌ及びＣＨ２にはそれぞ
れＳ１〜Ｓ４の信号成分を含んでいる。よつて受信側で
の位相復調の際の基準搬送波の位相不確定さから必要と
なる和分論理回路には４列のそれが必要である。このよ
うに従来の１６値ＱＡＭ変調器では非常に複雑なベース
バンドデータ信号の処理を行う必要がある。本発明はこ
のような欠点を除いたベースバンドデータ信号の処理を
非常に簡略化したＱＡＭ変調器を提供する。
第４図は本発明による１６値ＱＡＭ変調器の実施例であ
り、１２及び１３は加算器、１４及び１５は減衰器であ
る。
り、１２及び１３は加算器、１４及び１５は減衰器であ
る。
又、２値の４列データ信号をＳｌｌ，Ｓ２ｌ，Ｓ２２と
する。今加算器１２及ひ１３の入力端で、Ｓｌｌ〜Ｓ２
２のデータ信号の振幅値が、Ｓｌｌ＝Ｓｌ２＝±２、Ｓ
２ｌ−Ｓ２２−±ｌとなるように減衰器１４及び１５の
値を選べば、Ｓｌｌ〜Ｓ２２の状態によつて加算器１２
及び１３の出力であるＣＨｌ，ＣＨ２の信号として第１
表に示されるような４値の信号を得る。ただし、第１表
はＳｌ，〜Ｓ２２がｔのとき正の値″ｌの時負の値をと
つている。よつてご第１表の如き″ＣＨｌ及びＣＨ２の
４値データ信号で直線形０−π位相変調器４及び５を，
駆動すれば、合成器６の出力として第５図のデータ配置
図の如き１６値ＱＡＭ変調信号を得る。字は左からＳｌ
ｌ，Ｓ２ｌ，Ｓｌ２，Ｓ２２のデータ信号に対応してい
る。
する。今加算器１２及ひ１３の入力端で、Ｓｌｌ〜Ｓ２
２のデータ信号の振幅値が、Ｓｌｌ＝Ｓｌ２＝±２、Ｓ
２ｌ−Ｓ２２−±ｌとなるように減衰器１４及び１５の
値を選べば、Ｓｌｌ〜Ｓ２２の状態によつて加算器１２
及び１３の出力であるＣＨｌ，ＣＨ２の信号として第１
表に示されるような４値の信号を得る。ただし、第１表
はＳｌ，〜Ｓ２２がｔのとき正の値″ｌの時負の値をと
つている。よつてご第１表の如き″ＣＨｌ及びＣＨ２の
４値データ信号で直線形０−π位相変調器４及び５を，
駆動すれば、合成器６の出力として第５図のデータ配置
図の如き１６値ＱＡＭ変調信号を得る。字は左からＳｌ
ｌ，Ｓ２ｌ，Ｓｌ２，Ｓ２２のデータ信号に対応してい
る。
第５図よりＳｌｌ，Ｓｌ２のデータ信号のみ注目したデ
ータ配置図を第６図に示す。又、第５図よりＳ２ｌ，Ｓ
２２のデータ信号のみ注目したデータ配置図を第７図に
示す。第６図及び第７図より明らかなように第５図のデ
ータ配置図は、Ｓｌｌ，Ｓｌ２データ信号による４相位
相変調波にＳ２ｌ，Ｓ２２データ信号による４相位相変
調波が重畳した形になつており、このようなデータ配置
の１６値ＱＡＭ信号を復調する形式としてはすでに特願
昭５１−３１０２２号にて簡略化された復調形式が提案
されている。この復調方式を第４図に示される１６値Ｑ
ＡＭ変調器の復調系として用いることができる。又、そ
のような１６値ＱＡＭ変復調系を構成した場合は、送信
データ信号Ｓｌｌ，Ｓｌ２，Ｓ２ｌ，Ｓ２２はｌ対１の
対応で復調され、又、各データ信号間は無相関であるた
め、搬送波デジタル伝送方式で必要な和分及び差分論理
操はＳｌｌ，Ｓｌ２間及びＳ２ｌ，Ｓ２２間の２列の和
分及び差分論理操作でよい。このように本発明による１
６値ＱＡＭ変調器は従来のそれと比して、４値Ｄ／Ａ変
換回路及び論理回路が不要となり、その代替として必要
となるものは加算器及び減衰器のみでよいので、ベース
バンドデータ信号の処理が非常に簡略化される。又、本
発明による１６値ＱＡＭ変調器を用いた変復調系を構成
した場合、和分及び差分の論理操作において従来方式で
は、４列の論理操作が必要であるのに比して本発明を用
いた方式では２列×２の論理操作でよく、回路構成上非
常に簡略化される。以上、１６値ＱＡＭ変調器について
説明を行つたが本発明は１６値以上のＱＡＭ変調器に対
しても適用できる。
ータ配置図を第６図に示す。又、第５図よりＳ２ｌ，Ｓ
２２のデータ信号のみ注目したデータ配置図を第７図に
示す。第６図及び第７図より明らかなように第５図のデ
ータ配置図は、Ｓｌｌ，Ｓｌ２データ信号による４相位
相変調波にＳ２ｌ，Ｓ２２データ信号による４相位相変
調波が重畳した形になつており、このようなデータ配置
の１６値ＱＡＭ信号を復調する形式としてはすでに特願
昭５１−３１０２２号にて簡略化された復調形式が提案
されている。この復調方式を第４図に示される１６値Ｑ
ＡＭ変調器の復調系として用いることができる。又、そ
のような１６値ＱＡＭ変復調系を構成した場合は、送信
データ信号Ｓｌｌ，Ｓｌ２，Ｓ２ｌ，Ｓ２２はｌ対１の
対応で復調され、又、各データ信号間は無相関であるた
め、搬送波デジタル伝送方式で必要な和分及び差分論理
操はＳｌｌ，Ｓｌ２間及びＳ２ｌ，Ｓ２２間の２列の和
分及び差分論理操作でよい。このように本発明による１
６値ＱＡＭ変調器は従来のそれと比して、４値Ｄ／Ａ変
換回路及び論理回路が不要となり、その代替として必要
となるものは加算器及び減衰器のみでよいので、ベース
バンドデータ信号の処理が非常に簡略化される。又、本
発明による１６値ＱＡＭ変調器を用いた変復調系を構成
した場合、和分及び差分の論理操作において従来方式で
は、４列の論理操作が必要であるのに比して本発明を用
いた方式では２列×２の論理操作でよく、回路構成上非
常に簡略化される。以上、１６値ＱＡＭ変調器について
説明を行つたが本発明は１６値以上のＱＡＭ変調器に対
しても適用できる。
第８図は３２値ＱＡＭ変調器の実施例であり、１６及び
１７は加算器、１８〜２１は減衰器である。２値のデー
タ信号をＳｌ２，Ｓ２、，Ｓ２２，Ｓ３ｌ，Ｓ３２とす
る。
１７は加算器、１８〜２１は減衰器である。２値のデー
タ信号をＳｌ２，Ｓ２、，Ｓ２２，Ｓ３ｌ，Ｓ３２とす
る。
今加算器１６及び１７の入力端で）Ｓｌ２ラＳ２ｌラＳ
２２ツＳ３ｌラＳ３２間の振幅値が）Ｓｌ２２±４２Ｓ
２１：Ｓ２２３±２２Ｓ３１＝Ｓ３２＝±ｌになるよう
に減衰器１８〜２１値を選べば、ＣＨｌ及びＣＨ２の出
力信号は第２表の如き、４値及び８値のデータ信号を得
ることができる。よつてＣＨｌ及びＣＨ２のデータ信号
で直線形０−π位相変調器４及び５を駆動すれば合成器
６の出力で第９図のデータ配置の如き、３２値のＱＡＭ
信号を得ることができる。第１０図は本発明を６４値Ｑ
ＡＭ変調器に適用した実施例であり、２２及び２３は加
算器、２４〜２７は減衰器である。２値のデータ信号を
Ｓｌｌ，Ｓｌ２，Ｓ２ｌ，Ｓ２２，Ｓ３，，Ｓ３２とす
る。
２２ツＳ３ｌラＳ３２間の振幅値が）Ｓｌ２２±４２Ｓ
２１：Ｓ２２３±２２Ｓ３１＝Ｓ３２＝±ｌになるよう
に減衰器１８〜２１値を選べば、ＣＨｌ及びＣＨ２の出
力信号は第２表の如き、４値及び８値のデータ信号を得
ることができる。よつてＣＨｌ及びＣＨ２のデータ信号
で直線形０−π位相変調器４及び５を駆動すれば合成器
６の出力で第９図のデータ配置の如き、３２値のＱＡＭ
信号を得ることができる。第１０図は本発明を６４値Ｑ
ＡＭ変調器に適用した実施例であり、２２及び２３は加
算器、２４〜２７は減衰器である。２値のデータ信号を
Ｓｌｌ，Ｓｌ２，Ｓ２ｌ，Ｓ２２，Ｓ３，，Ｓ３２とす
る。
今加算器２２及び２３の入力端でＳｌｌ〜Ｓ３２間の振
幅値が、Ｓｌ，＝Ｓｌ２±４ラＳ２ｌ＝Ｓ２２＝±２７
Ｓ３１＝Ｓ３２二±１になるように減衰器２４〜２７の
値を選べば、ＣＨｌ及びＣＨ２の出力信号は表３の如き
、８値のデータ信号を得ることができる。よつてＣＨｌ
及びＣＨ２のデータ信号で直線形０−π位相変調器４及
び５を駆動すれば合成器６の出力で第１１図の如きデー
タ配列の６４値のＱＡＭ信号を得ることができる。以上
１６値、３２値、６４値のＱＡＭ変調器の説明において
は、各データ間のキヨリはすべて等しく選んだが、これ
は加算器に入力される各データ間の振幅比を適当に変え
れば自由に選ぶことができる。このことは次のような利
点を有する。
幅値が、Ｓｌ，＝Ｓｌ２±４ラＳ２ｌ＝Ｓ２２＝±２７
Ｓ３１＝Ｓ３２二±１になるように減衰器２４〜２７の
値を選べば、ＣＨｌ及びＣＨ２の出力信号は表３の如き
、８値のデータ信号を得ることができる。よつてＣＨｌ
及びＣＨ２のデータ信号で直線形０−π位相変調器４及
び５を駆動すれば合成器６の出力で第１１図の如きデー
タ配列の６４値のＱＡＭ信号を得ることができる。以上
１６値、３２値、６４値のＱＡＭ変調器の説明において
は、各データ間のキヨリはすべて等しく選んだが、これ
は加算器に入力される各データ間の振幅比を適当に変え
れば自由に選ぶことができる。このことは次のような利
点を有する。
すなわち、多値直交振幅変調信号は周知のように振幅変
調の一種であり、そのため伝送系の非直線歪に非常に弱
い、特に信号配置で外側に位置している信号はその影響
を一番受け易い。よつて、たとえば、外側に位置する信
号と内側に位置する信号との間隔を変えることにより、
非直線歪に対する影響を軽減することができる。又、本
発明を２ｎ×２ｍ値（ｎ＝２，３・・・，Ｍ２，３・・
・）のＱＡＭ変調器に適用するにはＣＨｌ及びＣＨ２の
データ信号として、一つはｎ列のデータ信号をある振幅
ヒビで加算し、２ｎ値のデータ信号をもう一つはｍ列の
データ信号をある振幅比で加算し２ｍ値のデータ信号を
それぞれ得て、それでもつて直線形０−π位相変調器４
及ひ５を１駆動すれば合成器６の出力で２ｎＸ２ｍ値Ｑ
ＡＭ信号を得ることがくきる。
調の一種であり、そのため伝送系の非直線歪に非常に弱
い、特に信号配置で外側に位置している信号はその影響
を一番受け易い。よつて、たとえば、外側に位置する信
号と内側に位置する信号との間隔を変えることにより、
非直線歪に対する影響を軽減することができる。又、本
発明を２ｎ×２ｍ値（ｎ＝２，３・・・，Ｍ２，３・・
・）のＱＡＭ変調器に適用するにはＣＨｌ及びＣＨ２の
データ信号として、一つはｎ列のデータ信号をある振幅
ヒビで加算し、２ｎ値のデータ信号をもう一つはｍ列の
データ信号をある振幅比で加算し２ｍ値のデータ信号を
それぞれ得て、それでもつて直線形０−π位相変調器４
及ひ５を１駆動すれば合成器６の出力で２ｎＸ２ｍ値Ｑ
ＡＭ信号を得ることがくきる。
第１図は従来の１６値直交振幅変調器、第２図は直線形
０−π位相変調器の特性例、第３図は１６値直交振幅変
調波のデータ配置図、第４図は本発明による１６値直交
振幅変調器の実施例、第５図〜第７図は１６値直交振幅
変調波のデータ配置図第８図は本発明による３２値直交
振幅変調器の実施例、第９図は３２値直交振幅変調波の
データ配置図、第１０図は本発明による６４値直交振幅
変調器の実施例、第１１図は６４値直交振幅変調波のデ
ータ配置図を示す。 図において、１・・・・・・局部発振器、２・・・・・
・分配器、３・・・・・・移相器、４及び５・・・・・
・直線形０−π位相変調器、６・・・・・・合成器、７
及び８・・・・・・４値Ｄ／Ａ変換回路、９・・・・・
・論理回路、１０・・・・・・は振幅特性、１１；・・
・・・位相特性、１２及び１３・・・・・・加算器、１
４及び１５・・・・・・減衰器、１６及び１７・・・・
・・加算器、１８〜２１・・・・・・減衰器、２２及び
２３・・・・・・加算器、２４〜２７・・・・・・減衰
器である。
０−π位相変調器の特性例、第３図は１６値直交振幅変
調波のデータ配置図、第４図は本発明による１６値直交
振幅変調器の実施例、第５図〜第７図は１６値直交振幅
変調波のデータ配置図第８図は本発明による３２値直交
振幅変調器の実施例、第９図は３２値直交振幅変調波の
データ配置図、第１０図は本発明による６４値直交振幅
変調器の実施例、第１１図は６４値直交振幅変調波のデ
ータ配置図を示す。 図において、１・・・・・・局部発振器、２・・・・・
・分配器、３・・・・・・移相器、４及び５・・・・・
・直線形０−π位相変調器、６・・・・・・合成器、７
及び８・・・・・・４値Ｄ／Ａ変換回路、９・・・・・
・論理回路、１０・・・・・・は振幅特性、１１；・・
・・・位相特性、１２及び１３・・・・・・加算器、１
４及び１５・・・・・・減衰器、１６及び１７・・・・
・・加算器、１８〜２１・・・・・・減衰器、２２及び
２３・・・・・・加算器、２４〜２７・・・・・・減衰
器である。
Claims (1)
- １ 搬送波をｎ列およびｍ列（ｎ、ｍは２以上の整数）
の２値データ信号で直交振幅変調する２＾ｎ×２＾ｍ値
直交振幅変調器において、前記ｎ列の２値データ信号を
ある振幅比で加算してデータ信号間隔の１部が他のデー
タ信号間隔を異なつた２＾ｎ値のデータ信号を得る第１
の加算器と前記第１の加算器の出力で前記搬送波を変調
する第１の直線形Ｏ−π位相変調器と、前記ｍ列の２値
データ信号をある振幅比で加算してデータ信号間隔の１
部が他のデータ信号間隔と異なつた２＾ｍ値のデータ信
号を得る第２の加算器と、前記第２の加算器の出力で前
記搬送波を変調する第２の直線形Ｏ−π位相変調器と、
前記第１および第２の直線形Ｏ−π位相変調器の出力を
合成する手段とを含むことを特徴とする直交振幅変調器
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52033738A JPS5934033B2 (ja) | 1977-03-25 | 1977-03-25 | 直交振幅変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52033738A JPS5934033B2 (ja) | 1977-03-25 | 1977-03-25 | 直交振幅変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS53118349A JPS53118349A (en) | 1978-10-16 |
| JPS5934033B2 true JPS5934033B2 (ja) | 1984-08-20 |
Family
ID=12394738
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52033738A Expired JPS5934033B2 (ja) | 1977-03-25 | 1977-03-25 | 直交振幅変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5934033B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6220614A (ja) * | 1985-07-18 | 1987-01-29 | Mazda Motor Corp | 圧力波過給機付エンジン |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2472876A1 (fr) * | 1979-12-31 | 1981-07-03 | Bic Jean Claude | Modulateur-demodulateur pour transmission en double modulation d'amplitude a quatre niveaux sur porteuses en quadrature |
-
1977
- 1977-03-25 JP JP52033738A patent/JPS5934033B2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6220614A (ja) * | 1985-07-18 | 1987-01-29 | Mazda Motor Corp | 圧力波過給機付エンジン |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS53118349A (en) | 1978-10-16 |
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