JPS5928083B2 - 可変周波数発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＶＣＯ（を圧制御型可変周波数発振回路）として、第１
図に示すようなものがある。

すなわち、第１図において、１は同相アンプ、２は水晶
振動子、３は移相量が９８の進相回路、４は可変抵抗器
を示す。

従ってこの可変抵抗器４には、第２図に示すように、振
動子２よシの位相がθ の信号Ｓ と、この信号Ｓａが
進相回路３で９６）進相された信号Ｓｂとが供給され、
その可動子からは信号Ｓａ、Ｓｂとがベクトル合成され
た信号Ｓｃが取り出されると共に、このとき信号Ｓｃの
位相θ。

は、信号Ｓａの位相θ８を基準とし、その可動子の位置
に対応して０〜９６′の間で変更される。

一方この場合、振動子２０周波数対位相特性は、第３図
のように示され、振動子２の共振周波数ｆ。

において移相量はＯとなシ、周波数ｆｒの前後において
は、周波数に対応して移相量は変化する。

そしてアンプ１は同相アンプであるから、この第１図の
回路の発振条件は、振動子２、進相回路３、可変抵抗器
４による移相量が８のときである。

従って可変抵抗器４によって進相回路３及び可変抵抗器
４による移相量をθ。

とすれば、この回路は、振動子２の移相量が一θ。

となる周波数で発振する。

そして可変抵抗器４の可動子を調整すると、移相量θ。

は、Ｏ〜９θの間を変化するので、その可動子の調整に
対応して振動子２の移相量が、−９８〜０となるいずれ
かの周波数で、この回路は発振することになる。

すなわち、この回路は、可変抵抗器４を調整することに
より発振周波数が変化するｖＣＯである。

従って可変抵抗器４を電気的なものとすれば、制御信号
によってその発振周波数を変更できる。

ところがこのｖＣＯでは、上述の説明から明らかなよう
に、振動子２の移相量が、−４ｇの周波 数を、発振
中心周波数として使用することになるので、直線性が悪
い。

そこで、第４図のようなりＣＯが考えられている。

すなわち、水晶振動子１１よりの信号が、進相回路１２
において４ｇ進相されてから差動アンプ１３を通じて差
動アンプ１４に供給されると共に、振動子１１よりの信
号が、遅相回路１５において４ｇ遅相されてから差動ア
ンプ１６を通じて差動アンプ１７に供給される。

そして差動アンプ１４．１７は第１図の可変抵抗器４に
対応するもので、アンプ１３よりの進相信号と、アンプ
１６よりの遅相信号とが、端子１８よりの制御信号に応
じたレベル比でベクトル合成され、その合成信号が振動
子１１に供給される。

従ってこのｖＣＯでは、振動子１１の移相量が、θの周
波数を発振中心周波数として±４９の間の周波数で発振
できることになり、直線性が良い。

しかしこのｖＣＯでは、振動子１１の移相量が０°とな
る発振周波数、すなわち、発振中心周波数での安定度が
、振動子１１だけでは決まらず、移相回路１２．１５に
よっても左右されるので、安定度が悪い欠点がある。

！、た構成も複雑である。本発明は、このような点にか
んがみ、直線性が良いと共に、発振周波数の安定度が高
く、しかも発振周波数の可変範囲の広いｖＣＯを提供し
ようとするものである。

このため本発明においては、例えば第５図に示すように
、アンプ２０の正帰環路に水晶振動子３３１を接続する
と共に、可変移相回路４０をも接続する。

すなわち、第５図の例においては、トランジスタタ２１
，２２が設けられ、それらのエミッタが定電流源２３に
接続され、ベースがそれぞれバイアス源２４．２５に接
続され、トランジスタ２１のコレクタ力、トランス２６
の１次コイルト、コンデンサ２７と、抵抗器２８との並
列共振回路を通じて電源端子２９に接続されると共に、
トランジスタ２２のコレクタが端子２９に接続されて差
動アンプ２０が構成される。

そしてトランス２６の２次コイルの一端が、水晶振動子
３１とコンデンサ３２とを通じ、さらにコンデンサ３３
を通じてトランジスタ２２のベースに接続され、トラン
ス２６０２次コイルの他端が、中和用コンデンサ３４を
通じてコンデンサ３２と３３との接続点ＰＰａに接続さ
れると共に、この接続点Ｐａが抵抗器３５を通じて接地
され、またこの接続点Ｐａに出力端子３６が接続される
。

さらに可変移相回路４０が、移相量が９夕の例えば進相
回路４１と、バランス型利得制御アンプ４２とにより構
成される。

すなわち、トランジスタ４３〜４６が設けられ、トラン
ジスタ４３．４４のエミッタが定電流源４７に接続され
、ベースがそれぞれバイアス源４８．４９に接続されて
差動アンプが構成されると共に、コレクタがそれぞれト
ランジスタ４５，４６０エミツタに接続され、トランジ
スタ４５，４６のコレクタが端子２９に接続され、その
ベースがそれぞれバイアス源５１゜５２に接続され、そ
のエミッタ間にダイオード５３．５４が互いに逆向きに
直列接続され、ダイオード５３と５４との接続点Ｐ。

が、抵抗器５５を通じてトランジスタ２１のコレクタに
接続されて利得制御アンプ４２が構成される。

そして接続点Ｐａに得られる発振信号の一部が、進相回
路４１において９６′進相されてからトランジスタ４４
のベースに供給されると共に、トランジスタ４５０ベー
スに制御信号の入力端子５６が接続される。

このような構成によれば、接続点ＰａとＰｂとの間に差
動アンプ２０が接続されると共に、進相回路４１と利得
制御アンプ４２との直列回路が接続されているので、こ
れらアンプ２０，４２及び進相回路４１が、全体として
接続点Ｐａを入力端子とし、接続点Ｐｂを出力端子とす
る一つのアンプとして働き、その出力端子Ｐｂと入力端
子Ｐａとの間に振動子３１が接続されていることになる
。

； そして接続点Ｐａに得られる信号の位相を基準と
すると、トランジスタ２２０ベースとトランジスタ２１
のコレクタとは同相であるから、第６図Ａに示すように
、トランジスタ２１のコレクタには、基準位相の信号Ｓ
。

が得られる。また進相回路４１の進相量は９０°である
から、トランジスタ４３のコレクタには、第６図Ａに示
すように、信号Ｓ。

よりも９０°進んだ信号Ｓ１が得られ、さらにトランジ
スタ４４のコレクタには、信号Ｓ１ とは逆相の信号
Ｓ２が得られる。

； そしてこの場合、端子５６に制御信号が供給され
ていなければ、トランジスタ４３．４５と４４゜４６と
がバランスしているので、トランジスタ４３のコレクタ
電位と、トランジスタ４４のコレクタ電位とは等しく、
従ってダイオード５３，５４１ のインピーダンスは互
いに等しいので、信号Ｓ１゜Ｓ２は接続点Ｐｃにおいて
互いに同レベルで加算されることになるが、信号Ｓ１
、Ｓ２は互いに逆相なので、これら信号Ｓ１．Ｓ２は接
続点Ｐ。

において相殺される。

従ってこの場合には、信号） Ｓｏだけが接続点Ｐａよ
り接続点Ｐｂに供給されることになり、すなわち、回路
２０，４１．４２が全体として一つの同相アンプとして
働くことになる。

従ってこのときの発振条件は、振動子３１の移相量が夕
であるから、この回路は、振動子３１の移相量が８の周
波数、すなわち、振動子３１の共振周波数ｆｒで発振す
る。

一方、端子５６に制御信号を供給し、トランジスタ４５
のベース電位をトランジスタ４６のベース電位よりも低
くすると、トランジスタ４３のコレクタ電位は低くなり
、トランジスタ４４のコレクタ電位が高くなるので、ダ
イオード５３のインピーダンスが小さくなり、ダイオー
ド５４のインピーダンスが大きくなる。

従って第６図Ｂに示すように、接続点Ｐ。

に取り出される信号Ｓ１ のレベルは犬さく、信号Ｓ２
のレベルは小さくなり、すなわち、接続点Ｐ。

には信号Ｓ１ と同相で、かつ信号Ｓ１ と８２との
レベル差に対応したレベルの信号Ｓ３が取り出されるこ
とになる。

そして接続点Ｐｂにおいて、この信号Ｓｂと、トランジ
スタ２２．２１を通じて供給された信号Ｓ。

とが加算されるので、接続点Ｐｂには、第６図Ｂに示す
ように、信号Ｓ３ 、Ｓｏのレベル比に対応した位相θ
１ の信号Ｓ４ が得られる。

すなわち、この場合には、回路２０，４Ｌ４２が全体と
して一つのアンプとして働くと共に、そのアンプの入力
端子Ｐａ及び出力面子Ｐｂ間の移相量はθ１ となる。

従ってこのときの発振条件は振動子３１の移相量が第６
図Ｂに点線で示すように、−θ１であるから、この回路
は、振動子３１の移相量が一θ１ となる周波数、すな
わち、振動子３１の共振周波数ｆｒよりも高い周波数で
発振する。

また逆に端子５６に制御信号を供給してトランジスタ４
５０ベース電位をトランジスタ４６０ベース電位よりも
高くすると、上述とは逆に、信号Ｓ３は信号Ｓ２と同相
になるので、回路２０，４１゜４２が全体として一つの
アンプとして働くと共に、この場合の接続点Ｐａ、Ｐｂ
間の移相量は、−〇２となる。

従ってこのときの発振条件は、振動子３１の移相量がθ
２であるから、この回路は、振動子３１の移相量がθ２
となる周波数、すなわち振動子３１の共振周波数ｆ、よ
りも低い周波数で発振する。

こうして端子５６の制御信号によって発振周波数を変更
できるが、この場合、本発明によれば、振動子３１の移
相量が８となる周波数が、発振中心周波数となるので、
直線性が良い。

またこの発振中心周波数においては、信号Ｓ３は接続点
Ｐｂには供給されず、従ってアンプ２０及び振動子３３
１によってのみ発振中心周波数が決まるので、安定であ
る。

さらに制御信号がないときには、発振中心周波数で発振
するので、カラーＶＴＲのＡＰＣ回路などに使用する場
合、発振周波数の制御が容易になる。

また信号Ｓ３．Ｓｏのレベル比で信号Ｓ４ の位相が決
まシ、この位相に対応して発振周波数が決まるので、信
号Ｓ３ 、Ｓｏのレベル比を犬きくすることにより発振
周波数の可変範囲を広くできる。

さらに構成も簡単であり、ＩＣ化も容易である。

なお上述においては、水晶振動子３１により発振中心周
波数を安定化したが、タンタル酸リチウム振動子やコイ
ル及びコンデンサによる共振回路によって発振中心周波
数を安定化した場合にも本発明を適用できる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第４図はそれぞれ従来例の接続図、第２図及
び第３図はその説明のための図、第５図は本発明の一例
の接続図、第６図はその説明のための図である。 ３１は水晶振動子、３６は出力端子、４１は進相回路、
５６は制御端子である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 差動構成の増巾回路の一方のトランジスタのコレク
   タ電極よす、他方のトランジスタのベース電極に対して
   振動子を含んだ帰環回路を設けて発振回路を構成すると
   共に、前記他方のトランジスタのベース電極を進相回路
   を介してバランス型利得制御増巾回路に接続すると共に
   、該バランス型利得制御増巾回路の各出力を夫々ダイオ
   ード素子ヲ介して上記一方のトランジスタのコレゲタ電
   極に接続するようにしたことを特徴とする可変周波数発
   振回路。