JPH07135425A

JPH07135425A - Ｆｍ受信機

Info

Publication number: JPH07135425A
Application number: JP5281195A
Authority: JP
Inventors: Katsu Takeda; 克竹田; Giichi Shimada; 義一島田
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1993-11-10
Filing date: 1993-11-10
Publication date: 1995-05-23
Anticipated expiration: 2017-05-13
Also published as: US5604808A; JP3281466B2

Abstract

(57)【要約】【目的】信号処理回路の外付け部品が不必要で、ＩＣと
して完結できるＦＭ受信機を提供する。【構成】９０°移相器１０１とマルチプレクサ１０３に
それぞれ設けられた発振回路６１と１０４はそれぞれ差
動増幅器を有しており、その定電流源の定電流を調整回
路１０５でトリミング調整することによって各回路での
バラツキを補償する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＦＭステレオラジオ受信
機等のＦＭ受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１０はＦＭステレオラジオ受信機の全
体の構成をブロックで示している。同図において、３３
１はアンテナ、３３２はＲＦ増幅器、３３３は局部発振
回路３３４の発振信号とＲＦ増幅器３３２からのＲＦ信
号との周波数差をとってＩＦ信号を出力するミキサ、３
３５はＩＦフィルタ、３３６はＩＦ増幅回路、３３７は
リミッタである。３３９は９０°移相器、３４０はＦＭ
検波器としての乗算器、３４１はマルチプレクサ、３４
２はパワー増幅回路、３４３、３４４は左右のスピーカ
である。

【０００３】尚、ＩＦ増幅器３３６、リミッタ３３７、
９０°移相器３３９、乗算器３４０、マルチプレクサ３
４１は１つのＩＣ装置３３８に形成されるが、９０°移
相器３３９にはコイルＬとコンデンサＣより成る共振回
路３４５が外付けされ、また、マルチプレクサ３４１に
は電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３４６の一部を成す抵抗
とコンデンサより成る回路３４７が外付けされている。

【０００４】このＦＭラジオ受信機では受信したＦＭラ
ジオ信号をＩＦ回路３３６でＩＦ（中間周波数）化し、
リミッタ３３７で振幅を一定にした後、線路ａを通し
て、そのまま乗算器３４０へ導くとともに、線路ｂを通
して移相器３３９で９０°移相した後、乗算器３４０へ
導き、乗算器３４０でこれら２つの信号を掛算してい
る。移相器３３９はコンデンサＣとコイルＬとで移相シ
フトを行なう。また、ステレオマルチプレクサ３４１に
使用されているＶＣＯ（電圧制御型発振回路）３４６は
ＩＣ装置３３８に外付けしたＣＲ時定数で発振周波数を
調整する構成となっていた。

【０００５】次に、図１１のＦＭラジオ受信機は図１０
の共振回路３４５と回路３４７に代えてセラミック共振
子３５０、３５１を外付けした従来例を示している。こ
のセラミック共振子３５０を用いた移相器３３９’は図
１２に示すように３個の抵抗Ｒとセラミック共振子３５
０とでホイーストンブリッジを形成し、セラミック共振
子３５０のリアクタンス成分を利用して位相シフトを行
なうようになっている。一方、ＶＣＯ３４６の発振周波
数はセラミック発振子３５１によって決まる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１０
の移相器３３９ではコンデンサＣ又はコイルＬによる周
波数の調整が必要であり、しかもその調整は機械的調整
であるため経年変化に弱いという欠点があった。また、
コイルＬはＩＣ装置内に形成できないため外付けの端子
ピンが増加するとともに外付け部品が必要になるという
欠点もあった。また、ＶＣＯ（電圧制御型発振回路）３
４６についてもＩＣ装置に外付けした回路のＣＲ時定数
で発振周波数を調整する構成となっているので、同様な
欠点がある。

【０００７】一方、図１１のようにセラミック共振子３
５０、３５１を外付けした場合は、やはり外付け部品が
必要であるだけでなく、その部品（セラミック共振子）
が特殊な部品であるため海外等では入手困難という問題
もあった。更に、セラミック共振子は特性が前者の方式
に比べて劣り、またＩＣ装置とのマッチングも取りにく
いという欠点もあった。また、ＶＣＯ３４６のフリーラ
ン周波数が発振子３５１の特性のみで決ってしまうた
め、コンポジット信号の処理に必要な１９ｋＨｚや３８
ｋＨｚ等の比較的低い周波数を得るためにセラミック発
振子３５１の４５６ｋＨｚを分周（２４分周、１２分
周）するための分周器が沢山必要となり、ＩＣ装置のチ
ップ面積が増大するという欠点があった。

【０００８】本発明はこのような点に鑑みなされたもの
であって、外付け部品が不必要で、ＩＣとして調整を完
結できる移相器及びＶＣＯを有したＦＭ受信機を提供す
ることを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明のＦＭ受信機は、ＦＭ信号からステレオコンポ
ジット信号を復調する乗算器に９０°移相したＦＭ信号
を与える移相器を、差動増幅器を有しコンデンサの充放
電を行なうことによって発振する第１発振回路と、前記
コンデンサの両端にそれぞれ出力電極が接続された差動
対トランジスタと、前記コンデンサの充電又は放電期間
に基づいた出力電圧を生じる出力手段とから構成し入力
信号によって前記差動対トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさ
せることによって前記コンデンサの充放電電流値を途中
で変化させ、その変化点が前記入力信号の周波数に依存
するようにするとともに前記充電又は放電期間が変化点
の位置によって変わるように構成し、一方、前記ステレ
オコンポジット信号を処理するマルチプレクサの電圧制
御型の第２発振回路を、時定数をもつフィルタと、発振
条件を充足するように前記フィルタの出力を該フィルタ
の入力側へ帰還する手段とから構成し、更に前記フィル
タは、差動増幅器より成るｇｍ増幅器とコンデンサで構
成されており、前記フィルタの差動増幅器の定電流源
と、前記移相器の第１発振回路を構成する差動増幅器の
定電流源を定電流設定用のトリミング回路に接続して該
トリミング回路の設定によって前記第１、第２発振回路
のフリーラン周波数が決まるようにしている。

【００１０】

【作用】上記構成によれば、移相器は入力信号によって
発振回路のコンデンサの充放電電流を制御することによ
って入力信号に対し移相した出力信号を得ることができ
る。即ち、コンデンサに流れる電流量が入力信号によっ
て途中で変化することによって、その変化点でコンデン
サの電位の変化の勾配が変化し、コンデンサの充電又は
放電の期間が変わる。その期間に対応する出力電圧を生
じる出力手段の出力信号は入力信号に対して移相した信
号となる。

【００１１】一方、ステレオマルチプレクサの第２発振
回路は差動増幅器の定電流をコントロール信号で制御す
ることによってｇｍを制御し、発振周波数を任意かつ安
定に制御することができる。

【００１２】このように、移相器もステレマルチプレク
サの発振回路もインダクタンス等の外付け部品を必要と
することなく、所望の機能動作を行なう。また、これら
の移相器やマルチプレクサを構成する発振用差動増幅器
のフリーラン発振時の定電流を調整回路によりトリミン
グ調整することで、フィルタの構成素子のバラツキを吸
収できるため、周波数のトリミングが容易であるととも
に、ステレオ受信機の無調整化を図ることができる。

【００１３】

【実施例】図１は本発明を実施したＦＭラジオ受信機の
要部を示しており、１００はＩＦ回路からのＩＦ信号を
一定振幅に揃えるリミッタ、１０１はリミッタ１００の
出力を９０°移相する９０°移相器、１０２はリミッタ
１００から線路１０６を通して与えられたＦＭ信号と、
線路１０７上の９０°移相器１０１で移相されたＦＭ信
号とを掛算してステレオコンポジット信号を復調する乗
算器である。１０３はマルチプレクサであり、ＶＣＯ１
０４を有している。１０５は９０°移相器１０１に設け
られている発振回路のフリーラン周波数とＶＣＯ１０４
のフリーラン周波数を調整する調整回路である。

【００１４】図２は前記移相器１０１の詳細を示してい
る。同図において、６１は発振回路、６２は発振回路６
１のコンデンサＣ１０の充放電電流値を、その充電や放
電の途中で入力信号に従って変えるように制御する充放
電制御回路、６３は発振回路６１の出力を成形する出力
回路である。６４は入力信号（ＦＭ信号）が与えられる
入力端子、６５は出力端子である。後で詳細に述べる
が、この図２の移相器は、コンデンサＣ１０の充放電電
流の変化点によって移相の大きさが決まる。所定周波数
の入力信号で９０°の移相がなされるように回路設定さ
れる。

【００１５】発振回路６１は一対の差動対トランジスタ
Ｔ１、Ｔ２と、それらの負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２、トランジ
スタＴ３、Ｔ４及び定電流源６６とから成る差動増幅器
７３を有しており、この差動増幅器７３の一方の出力を
トランジスタＴ１のコレクタからダーリントン接続のト
ランジスタＴ５、Ｔ６を介してトランジスタＴ７のベー
スに与え、他方の出力をトランジスタＴ２のコレクタか
らダーリントン接続のトランジスタＴ８、Ｔ９を介して
トランジスタＴ１０のベースに与えている。トランジス
タＴ７のエミッタは定電流源６７に接続されているとと
もに、コンデンサＣ１０の一端に接続されている。

【００１６】トランジスタＴ７のコレクタは抵抗Ｒ３、
ダイオードＤ１、Ｄ３を介して電圧ＶＣＣの電源ライン
７４に接続されているとともに、トランジスタＴ１のベ
ースにも接続されている。同様に、トランジスタＴ１０
のコレクタは抵抗Ｒ４、ダイードＤ２、Ｄ３を介して電
源ライン７４に接続されるとともに、トランジスタＴ２
のベースに接続されている。トランジスタＴ１０のエミ
ッタは定電流源６８とコンデンサＣ１０の他端に接続さ
れている。

【００１７】コンデンサＣ１０の両端には充放電電流制
御回路６２を構成する差動対トランジスタＴ１１、Ｔ１
２のコレクタが接続されている。この差動対トランジス
タＴ１１、Ｔ１２のエミッタは共通に定電流源６９に接
続されている。そして、差動対トランジスタＴ１１のベ
ースは入力端子６４に接続され、差動対トランジスタＴ
１２のベースは定電圧源６０に接続されている。

【００１８】出力回路６３は図５にその詳細を示すよう
に前記発振回路６１の出力を受けるべくコンデンサＣ１
０の一端に接続されたエミッタフォロアＴ１３と、その
エミッタフォロアＴ１３の出力を受ける差動対トランジ
スタＴ１４、Ｔ１５、定電流源７０、７１、カレントミ
ラー回路７５、７６、７７、トランジスタＴ２２等で構
成されている。

【００１９】ここで、図２の動作を説明するに際し、ま
ず発振回路６１の動作のみを図３のタイムチャートを参
照して説明する。図２の回路が安定ならば、各部の電圧
は図３の（Ａ）領域のようになる。しかし、実際は極く
微小なオフセットが生じる。ここで、点の電位が点
の電位よりも僅かに高かったとすると、トランジスタＴ
１、Ｔ２に流れる電流はＩ_o／２から、それぞれ（Ｉ_o／
２）−Δｉ、（Ｉ_o／２）＋Δｉというオフセットをも
つ。

【００２０】まず、点側について考えると、トランジ
スタＴ１に流れる電流が減少することにより点の電圧
が上がる。即ち、Ｖ_CC−Ｖ_F−Ｒ_oＩ_o／２からＶ_CC−Ｖ_F
−Ｒ_o（Ｉ_o／２−Δｉ）となる。この電位差はＴ５→Ｔ
６→Ｔ７と伝達され、トランジスタＴ７に流れる電流は
増加する。これにより、更に点の電圧が下がるため初
期のオフセットが正帰還で増幅され、点、の電位差
が大きくなる。また、トランジスタＴ７に流れる電流の
うち、Ｉ₁より過剰分はコンデンサＣ１０にチャージさ
れるため点の電位も上がる。同様に考えて、トランジ
スタＴ１０にはＩ₁より少ない電流しか流れず、Ｉ₁より
不足分はコンデンサＣ１０より引き出されるため、点
の電位が下がる｛（Ｂ）領域として示す電源投入後の過
渡領域参照｝。

【００２１】（Ｂ）領域で点の電位が上がりきるの
は、Ｖ_CC−Ｖ_Fまでである。このとき、点、の各電
位はＶ_CC−Ｖ_F−Ｒ_oＩ_oと、Ｖ_CC−４Ｖ_F−Ｒ_oＩ_oであ
り、点と間の電位差は３Ｖ_Fとなり、トランジスタ
Ｔ８〜Ｔ１０がＯＮする。このため点の電位が下が
り、点の電位はＲ_oＩ_oだけ上昇する。従って、点の
電位も一気にＲ_oＩ_o上昇する。これに伴って、点の電
位もＲ_oＩ_o上昇するが、点の電位が下がったことで、
点の電位が下がるため、トランジスタＴ５〜Ｔ７はベ
ース・エミッタ間導通電圧Ｖ_Fを確保できなくなり、カ
ットオフする｛（Ｂ）領域から（Ｃ）領域への変遷参
照｝。

【００２２】このようにトランジスタＴ７がカットオフ
するため、点の電位はＩ₁でコンデンサＣ１０が放電
することからＩ₁ｔ／Ｃ₁₀（ｔは時間を表わす）ずつ電
位が降下する。このとき、〜の電位は変化しないの
で、点の電位はＶ_CC−４Ｖ_Fのまま一定である
｛（Ｃ）領域｝。

【００２３】点の電位が、Ｖ_CC−４Ｖ_F−Ｒ_oＩ_oまで
下がると、点と間の電位が３Ｖ_Fとなるためトラン
ジスタＴ５〜Ｔ７がＯＮする。これによって、点の電
位が下がり、点の電位がＲ_oＩ_o上がる。このため、点
は点より−３Ｖ_F低いところでクランプされるた
め、Ｒ_oＩ_oだけ電位が上がる。これは、コンデンサＣ１
０に流入流出する電流が存在しない微小時間に行なわれ
るためコンデンサＣ１０の両端電位は変化しないことを
意味する。従って、点もＲ_oＩ_oだけ電位が上がる。こ
のとき、点の電位が下がるため点の電位が下がる。
このためトランジスタＴ８〜Ｔ１０がカットオフする
｛領域（Ｃ）から領域（Ｄ）への変遷｝。

【００２４】（Ｄ）領域では（Ｃ）領域と同様に点の
電位はＩ₁ｔ／Ｃ₁ずつ降下する。そして、点の電位が
Ｖ_CC−４Ｖ_F−Ｒ_oＩ_oまで下がると、点間の３Ｖ_Fが
確保され、トランジスタＴ８〜Ｔ１０がＯＮし、トラン
ジスタＴ５〜Ｔ７がカットオフする。（Ｅ）領域は
（Ｃ）領域と同様となる。

【００２５】以上、説明したように発振回路単独の動作
では、コンデンサＣ１０の両端の点の電圧は、図３
のに示すように変化する。この変化は定常状態で
は、図３の（Ｃ）（Ｄ）領域を交互に繰り返すことであ
る。

【００２６】次に、この発振回路６１に対し充放電電流
制御回路６２を作用させた場合の動作について説明す
る。ここで、定電流源６７、６８の電流Ｉ₁に対し定電
流源６９の電流をＩ₂とする。今、トランジスタＴ７が
ＯＮで、トランジスタＴ１０がＯＦＦのとき、コンデン
サＣ１０には図４に示す向きに電流Ｉ₁が流れ、点の
電位は降下していく。このとき、入力端子６４に図６に
示すＦＭ信号が入力されると、そのＴ₁の期間、トラン
ジスタＴ１１がＯＮ、Ｔ１２がＯＦＦとなるので、Ｔ₁
の期間にコンデンサＣ₁にはＩ₁が右方向に流れ、Ｉ₂が
左方向に流れる。このときＩ₂はトランジスタＴ１１を
通して電流源６９へ流れ込む。

【００２７】Ｔ₂の期間になると、トランジスタＴ１
１、Ｔ１２の状態が反転してＴ１１がＯＦＦ、Ｔ１２が
ＯＮとなるので、Ｔ₂の期間はコンデンサＣ１０には電
流Ｉ₁が右方向に流れる以外に点線で示す電流Ｉ₂も右方
向に流れることになる（Ｉ₂はトランジスタＴ１２を介
して電流源６９へ流れ込む）。そのため、点の電位降
下は早くなり、Ｖ_CC−４Ｖ_F−Ｒ_oＩ_oに達するのが早く
なる。

【００２８】図６の波形でいえば、同図のＴ₂期間の
勾配がＴ₁の勾配よりも急になる。このの電圧は次段
の出力回路６３でパルス波形に成形される。図５に示す
出力回路において、入力端子７８に点の電圧が入力さ
れる。トランジスタＴ１４、Ｔ１５等で構成される差動
増幅器７９は入力がない場合には直流電源８０でバイア
ス（Ｅ₂）されたトランジスタＴ１５がＯＮし、トラン
ジスタＴ１４がＯＦＦとなっている。この状態では、カ
レントミラー回路７５がＯＮし、トランジスタＴ１６か
ら出力される電流がトランジスタＴ２２のベースへ与え
られるためトランジスタＴ２２はＯＦＦであり、それに
伴いカレントミラー回路７７がＯＦＦ、更にカレントミ
ラー回路７６もＯＦＦとなっている。このとき、出力端
子６５の電圧は、そこに接続された図示しない回路との
関係でローレベルとなる。

【００２９】この状態で、トランジスタＴ１４の閾値Ｅ
ｕ以上の電圧が入力されると、ＯＮしているトランジス
タＴ１５に加えてトランジスタＴ１４もＯＮする。その
結果、トランジスタＴ１６のコレクタ電流がトランジス
タＴ１４へ流れ込むとともにトランジスタＴ２２がＯＮ
になって、そのベース電流もトランジスタＴ１４へ流れ
込む。トランジスタＴ２２のＯＮに伴い、出力端子６５
がハイレベルになるとともにカレントミラー回路７７と
７６が順次ＯＮし、トランジスタＴ１８のコレクタ電流
がトランジスタＴ１５へ流れる。その分、カレントミラ
ー回路７５の電流が減少する。

【００３０】そのため、入力電圧が図６のＴ₁期間で順
次降下していっても、トランジスタＴ１６の出力電流は
小さいので、トランジスタＴ２２はＯＦＦしにくくな
る。この状態はヒステリシス状態であり、出力端子６５
はハイレベルを維持する。入力が更に降下してＥｄに至
ると、トランジスタＴ１４及びＴ２２がＯＦＦとなって
カレントミラー回路７７、７６がＯＦＦとなるので、当
初の状態に戻り、出力端子６５はローレベルとなる。上
述の動作によって出力端子５には（Ｔ₁＋Ｔ₂）期間にハ
イレベルのパルス（図６参照）が出力される。この出力
は入力信号に比して９０°移相している。

【００３１】本回路は所定の周波数で９０°移相するよ
うに設定されているので、この所定の周波数からずれた
周波数をもつ入力ではｔ₁期間とｔ₂期間の変化点が左又
は右に移動し、（ｔ₁＋ｔ₂）期間の長さが変わり、それ
に伴い、入力に対する出力の移相量が異なることにな
る。

【００３２】次に図７はステレオマルチプレクサ回路の
全体の構成図であり、同図において、線路２を通して乗
算器（検波回路）１０２でモノラル検波して得られたス
テレオコンポジット信号が入力される。このステレオコ
ンポジット信号は５０Ｈｚ〜１５ｋＨｚの帯域（Ｌ＋
Ｒ）信号と、１９ｋＨｚのパイロット信号と、３８ｋＨ
ｚをキャリアとする（Ｌ−Ｒ）信号とからなっている。

【００３３】コンポジット信号が与えられる位相検波器
３には別途ＶＣＯユニット５の正弦波発振回路７からの
発振信号が与えられる。正弦波発振回路７は１９ｋＨｚ
を目標にフリーラン発振するように設計されているが、
それ自身の発振周波数は１９ｋＨｚからずれるので、位
相検波器３の出力によって１９ｋＨｚの発振周波数とな
るように制御されるようになっている。

【００３４】位相検波器３に与えられるコンポジット信
号中のパイロット信号（１９ｋＨｚ）に対し正弦波発振
回路７から与えられる信号（Ａ）は略９０°の位相差で
ある。そして両者の位相差が９０°のとき、位相検波器
３で検出出力されるエラー信号（Ｅ）は０となり、位相
差が９０°からずれると、そのずれの方向と、ずれ量に
応じた信号がエラー信号（Ｅ）として出力される。

【００３５】このエラー信号（Ｅ）はフィルタ４で直流
化された後、ＶＣＯユニット５の電圧・電流変換回路６
で電流に変換され、その電流信号によって正弦波発振回
路７の発振周波数を前記エラー信号（Ｅ）が０になるよ
うに制御する。これによって正弦波発振回路７の発振周
波数は正しく１９ｋＨｚとなる。その際、正弦波発振回
路７の出力（Ａ）はパイロット信号に対し９０°の位相
差となり、出力（Ｂ）は０°となる。

【００３６】正弦波発振回路７は時定数をもつ２つのフ
ィルタ７ａ、７ｂを従続接続し、その出力を入力側へ帰
還することによって発振を行なうように構成されてい
る。そして、フィルタ７ａ、７ｂの時定数をエラー信号
で制御することによって発振周波数を可変できるように
構成されているが、この正弦波発振回路７の具体的な構
成については、後で図８を参照して詳細に説明する。

【００３７】さて、前記正弦波発振回路７の出力（Ｂ）
は同期検波器８に与えられ、ここで入力端子２から与え
られるコンポジット信号中のパイロット信号と乗算され
る。同期検波器８の出力は次段のコンパレータ９で予め
定めた基準値と比較され、その基準値以上であればＬＥ
Ｄ（発光ダイオード）１０が点灯し、ステレオ放送であ
ることが表示される。基準値未満であればＬＥＤ１０は
点灯しない。このため、入力端子２から与えられる信号
はパイロット信号（１９ｋＨｚ）が存在しないとき（従
ってステレオ放送でないとき）は同期検波器８による検
波出力は０であるので、ＬＥＤ１０は点灯しない。

【００３８】線路２に与えられたコンポジット信号は乗
算器１１にも与えられるが、この乗算器１１には別途３
８ｋＨｚの正弦波が与えられる。この正弦波は正弦波発
振回路７の出力（Ｂ）を乗算器１２で２乗して１９ｋＨ
ｚの正弦波発振周波数を２倍にした成分を取り出すこと
によって得られる。乗算器１１からはＬ信号とＲ信号が
線路１４、１５にそれぞれ出力されるが、これらの出力
には１９ｋＨｚのパイロット信号が乗っているので、こ
の不要成分（パイロット信号）を第１、第２フィルタ回
路５１、５２でカットするようにしている。尚、これら
のフィルタ回路のカットオフ周波数は、１９ｋＨｚより
低く設定されている。

【００３９】次に前記ＶＣＯユニット５の詳細を示す図
８について説明する。正弦波発振回路７はフィルタ７
ａ、７ｂ以外にフィルタ７ｂの出力をフィルタ７ａの入
力側へ１８０°反転して与える増幅度１の反転増幅器４
９を有している。フィルタ７ａは図示の如く接続された
一対のｇｍ増幅器ｇｍ１、ｇｍ２とコンデンサＣ１とで
ローパスフィルタとして構成されており、フィルタ７ｂ
も同じく一対のｇｍ増幅器ｇｍ３、ｇｍ４とコンデンサ
Ｃ２とでローパスフィルタとして構成されている。

【００４０】前記ｇｍ増幅器ｇｍ１〜ｇｍ４はいずれも
差動増幅器で構成されている。出力端子５１の出力
（Ｂ）が反転増幅器４９で反転されて、出力（Ｂ）の位
相に対し１８０°の位相差でｇｍ増幅器のトランジスタ
Ｑ７のベースに入力される。このｇｍ増幅器ｇｍ１の出
力は次段のｇｍ増幅器ｇｍ２のトランジスタＱ１５の出
力からエミッタフォロアＱ１６のエミッタに導出される
が、このエミッタでの位相はトランジスタＱ７のベース
での位相に対し９０°進んだものとなっている。

【００４１】この信号はｇｍ増幅器ｇｍ３及びｇｍ４を
経た後、エミッタフォロアＱ２７のエミッタ側へ導出さ
れるが、このエミッタでの位相は更にトランジスタＱ１
６のエミッタの位相よりも９０°進んでいる。即ち、ｇ
ｍ増幅器は１対で入力を９０°移相して出力する。従っ
て、２対のｇｍ増幅器によって１８０°の移相を行なう
が、その出力を更に反転増幅器４９で１８０°反転して
ｇｍ増幅器ｇｍ１へ帰還することにより発振が実現され
る。端子５０は発振出力を取り出すようになっている。

【００４２】コンデンサＣ１とＣ２の容量値は互いに等
しくＣ１＝Ｃ２＝Ｃとし、トランジスタＱ７、Ｑ８及び
Ｑ１８、Ｑ１９のエミッタ抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ
３、ＲＥ４はいずれも等しく、ＲＥ１＝ＲＥ２＝ＲＥ３
＝ＲＥ４＝ＲＥとすると、正弦波発振回路７のフリーラ
ン発振周波数ｆoは、ｆo＝（１／２π）・｛１／（ＲＥ×Ｃ）｝・（ｉ１／ｉO）・・・（１）と表わされる。ここで、コンデンサの容量Ｃはコンデン
サＣ１、Ｃ２をチッ化膜等で形成することにより温度の
影響を受けないようにすることができる。一方、ＲＥは
温度特性をもつ。ｉ１／ｉOの温度特性を適当に選んで
やれば、発振周波数ｆoは温度特性をもたない。

【００４３】上記（１）式において、ＲＥ、Ｃ及びｉ１
／ｉOは回路を構成する各素子のバラツキによってバラ
ツクので、発振周波数ｆoも製品ごとに異なった値とな
る。もちろん、ｆoは図１に示される制御ループによっ
てパイロット周波数（１９ｋＨＺ）になるように制御さ
れるが、正弦波発振回路７自体のバラツキが大きい場合
には、制御範囲を超えてしまい、パイロット周波数で発
振ができない状態となる。

【００４４】そこで、本実施例において、バラツキをｇ
ｍ増幅器ｇｍ１、ｇｍ３の定電流（フリーラン発振時の
定電流）のトリミング調整によって抑えるようにするの
が、調整回路４４である。この調整回路４４は同時に９
０°移相器１０１の発振回路６１の定電流Ｉ_o（図２参
照）も調整する。調整回路４４の中心を成すのはトリミ
ング回路４５（図９参照）である。図９において、トリ
ミング回路４５は全体がカレントミラー回路として構成
されており、その入力側トランジスタＱ４０に対し、４
個の出力トランジスタＱ４１〜Ｑ４４が設けられ、これ
らの出力側トランジスタＱ４１〜Ｑ４４の各々のコレク
タには導体部Ｐ１〜Ｐ４が図示の如く接続され、それら
の導体部Ｐ１〜Ｐ４の他端は共通にトランジスタＱ４５
に接続されている。

【００４５】導体部Ｐ１〜Ｐ４はレーザビーム５３によ
ってカットできるようになっており、カットされた導体
部に対応するトランジスタは実質的に除かれる（不作動
設定される）ことになる。出力側トランジスタＱ４１、
Ｑ４２、Ｑ４３、Ｑ４４はその電流が例えば定電流源５
２からの入力電流Ｉに対し、Ｉ、２Ｉ、４Ｉ、８Ｉとい
う具合いに選ばれているので、導体部Ｐ１〜Ｐ４のカッ
トにより動作しうるトランジスタの組合せを選ぶことに
よりトータルの出力電流として、Ｉ、２Ｉ、３Ｉ、４
Ｉ、５Ｉ、・・・、１５Ｉのうち１つを設定することが
できる。

【００４６】尚、図９の例に拘泥することなく、必要と
する精度に合わせて出力側のトランジスタをいくつ設け
てもよく、また、それらの電流値を適当な値に定めても
よいことはいうまでもない。トリミング回路４５で設定
した出力電流はトランジスタＱ４５→Ｑ４６→Ｑ４７を
介してＶＣＯ１０４のトランジスタＱ６、Ｑ１７のベー
スにそれぞれ与えられる。また、トランジスタＱ４５→
Ｑ４８→Ｑ４９を介して９０°移相器１０１における発
振回路６１の定電流源６６を構成するトランジスタＱ５
０のベースに与えられる。

【００４７】これによってトランジスタＱ６、Ｑ１７及
びＱ５０の定電流ｉo及びＩoは所望値となる。尚、ＶＣ
Ｏ側の定電流ｉoと９０°移相器側の定電流源Ｉoがもと
もと異なる値である場合、トリミング回路４５の出力電
流をｉo／Ｉoの比でＶＣＯ側と９０°移相器側へ与える
ようにすればよい。この比は抵抗Ｒ１０、Ｒ１３、Ｒ１
２、Ｒ１４等によって決めることができる。同一のＩＣ
装置内で全ての抵抗やコンデンサはそれぞれ同一の方向
へバラツクので、ＶＣＯ側と移相器側で定電流は同じ比
率でバラツク。従って、それらの定電流の比率に合うよ
うにトリミング回路の出力電流を手当してＶＣＯと移相
器へ与えればよい。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、移
相手段やＶＣＯとして従来のようなコンデンサとコイル
とによるものやセラミック共振子等を用いるものでない
ので、移相器やＶＣＯをＩＣで形成する場合、外付け部
品が不要となり、調整はＩＣとして完結させることがで
き、ＦＭ受信機等のセットメーカ（ＩＣのユーザ）に不
便を強いらないという効果がある。また、セラミック共
振子等の如き特殊部品が不要であるので、このような特
殊部品の入手が困難な海外での実施においても有利であ
る。

【００４９】また、移相器の発振用差動増幅器やＶＣＯ
を構成する差動増幅器の定電流をトリミング調整するこ
とで、移相器やＶＣＯの構成素子のバラツキを吸収でき
るため、周波数のトリミングが容易であるとともに、Ｆ
Ｍ受信機回路の無調整化に有利となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を実施したＦＭステレオラジオ受信機の
要部のブロック回路図。

【図２】その９０°移相器の回路図。

【図３】図２の移相器における発振回路の動作説明波形
図。

【図４】その充放電電流制御回路の動作を説明する回路
図。

【図５】図２の移相器における出力回路の回路図。

【図６】充放電電流制御回路と出力回路の動作説明用の
信号波形図。

【図７】ステレオマルチプレクサのブロック回路図。

【図８】そのＶＣＯ部分を主として示す回路図。

【図９】その調整回路を示す回路図。

【図１０】従来のステレオラジオ受信機のブロック回路
図。

【図１１】他の従来のステレオラジオ受信機のブロック
回路図。

【図１２】図１１の一部の詳細図。

【符号の説明】７ａ、７ｂフィルタ４５トリミング回路４９反転増幅器６１発振回路（第１発振回路）６３出力回路６６移相器の定電流源７３差動増幅器１０１９０°移相器１０２乗算器１０３マルチプレクサ１０４ＶＣＯ（第２発振回路）Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１０コンデンサＱ６、Ｑ１７ＶＣＯのフィルタの定電流源Ｔ１１、Ｔ１２差動対トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ＦＭ信号からステレオコンポジット信号を
復調する乗算器に９０°移相したＦＭ信号を与える移相
器を、差動増幅器を有しコンデンサの充放電を行なうこ
とによって発振する第１発振回路と、前記コンデンサの
両端にそれぞれ出力電極が接続された差動対トランジス
タと、前記コンデンサの充電又は放電期間に基づいた出
力電圧を生じる出力手段とから構成し入力信号によって
前記差動対トランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせることによ
って前記コンデンサの充放電電流値を途中で変化させ、
その変化点が前記入力信号の周波数に依存するようにす
るとともに前記充電又は放電期間が変化点の位置によっ
て変わるように構成し、一方、前記ステレオコンポジット信号を処理するマルチ
プレクサの電圧制御型の第２発振回路を、時定数をもつ
フィルタと、発振条件を充足するように前記フィルタの
出力を該フィルタの入力側へ帰還する手段とから構成
し、更に前記フィルタは、差動増幅器より成るｇｍ増幅
器とコンデンサで構成されており、前記フィルタの差動増幅器の定電流源と、前記移相器の
第１発振回路を構成する差動増幅器の定電流源を定電流
設定用のトリミング回路に接続して該トリミング回路の
設定によって前記第１、第２発振回路のフリーラン周波
数が決まるようにしたことを特徴とするＦＭ受信機。