JPS592350B2 - デイジタルレベル検出装置 - Google Patents
デイジタルレベル検出装置Info
- Publication number
- JPS592350B2 JPS592350B2 JP53130284A JP13028478A JPS592350B2 JP S592350 B2 JPS592350 B2 JP S592350B2 JP 53130284 A JP53130284 A JP 53130284A JP 13028478 A JP13028478 A JP 13028478A JP S592350 B2 JPS592350 B2 JP S592350B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- output
- digital
- multiplier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title description 10
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 description 5
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000003775 Density Functional Theory Methods 0.000 description 1
- 241001275944 Misgurnus anguillicaudatus Species 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はディジタル信号に変換された原信号のレベル
を短かい演算語長、係数語長で急峻な選択特性で高精度
に測定可能にするディジタルレベル検出装置に関するも
のである。
を短かい演算語長、係数語長で急峻な選択特性で高精度
に測定可能にするディジタルレベル検出装置に関するも
のである。
従来、この種の検出装置としては第１図に示すように、
ＤＦＴ法やウイーバ変調器の構成と似た構造を有する直
交検波による方法が考えられていた。
ＤＦＴ法やウイーバ変調器の構成と似た構造を有する直
交検波による方法が考えられていた。
即ち入力端子１１より入力されたディジタル信号はそれ
ぞれ乗算器１２及び１３で端子１４及び１５からのｃｏ
ｓｆｏ及びｓｌｎｆｏと掛算されて複素変調される。端
子１４、１５からの信号もディジタル信号として与えら
れ、その周波数ｆｏは入力信号中のレベル検出しようと
する成分の周波数である。乗算器１２、１３の出力は低
域通過ディジタルフィルタ１６、ＩＴにそれぞれ通され
、その各出力は乗算器１８、１９でそれぞれ自乗され、
その自乗出力は加算器２１で加算され、出力端子２２へ
出力される。この装置では例えばディジタルフィルタ１
６、ＩＴの次数を４次、阻止域減衰量を７０ｄＢ、係数
語長を１５ビットとして設計すると、第２図に示すよう
に、サンプリング周波数の５／１０２４以下の周波数選
択幅では通過域リップルが急激に大きくなり、測定精度
が悪化し、測定不能となる。
ぞれ乗算器１２及び１３で端子１４及び１５からのｃｏ
ｓｆｏ及びｓｌｎｆｏと掛算されて複素変調される。端
子１４、１５からの信号もディジタル信号として与えら
れ、その周波数ｆｏは入力信号中のレベル検出しようと
する成分の周波数である。乗算器１２、１３の出力は低
域通過ディジタルフィルタ１６、ＩＴにそれぞれ通され
、その各出力は乗算器１８、１９でそれぞれ自乗され、
その自乗出力は加算器２１で加算され、出力端子２２へ
出力される。この装置では例えばディジタルフィルタ１
６、ＩＴの次数を４次、阻止域減衰量を７０ｄＢ、係数
語長を１５ビットとして設計すると、第２図に示すよう
に、サンプリング周波数の５／１０２４以下の周波数選
択幅では通過域リップルが急激に大きくなり、測定精度
が悪化し、測定不能となる。
またさらにディジタルフィルタ１６、ＩＴの伝達関数の
Ｑが大きくなるため、レベル変動が大きくなり、測定可
能なダイナミックレンジが減少するという欠点もあつた
。周波数選択幅を小さくしても通過域リップルが小さく
、またレベル変動が小さいようにするには係数語長のビ
ツト数を多くするか、フイルタ次数を高くする必要があ
り、ハードウエアが大規模になる。この発明はこれらの
欠点を解決するために、複素変調及び低域通過ディジタ
ルフィルタを縦続展開し、さらにサンプル値間引を行な
うことにより係数語長数を大にすることなく、またフイ
ルタ次数を大きくすることなく、測定精度の向上、ダイ
ナミツクレンジの増大を図つたもので、以下図面を用い
て詳細に説明する。
Ｑが大きくなるため、レベル変動が大きくなり、測定可
能なダイナミックレンジが減少するという欠点もあつた
。周波数選択幅を小さくしても通過域リップルが小さく
、またレベル変動が小さいようにするには係数語長のビ
ツト数を多くするか、フイルタ次数を高くする必要があ
り、ハードウエアが大規模になる。この発明はこれらの
欠点を解決するために、複素変調及び低域通過ディジタ
ルフィルタを縦続展開し、さらにサンプル値間引を行な
うことにより係数語長数を大にすることなく、またフイ
ルタ次数を大きくすることなく、測定精度の向上、ダイ
ナミツクレンジの増大を図つたもので、以下図面を用い
て詳細に説明する。
第３図はこの発明の実施例であつて信号入力端子１１よ
りの入カデイジタル信号は乗算器２３，２４へ供給され
、端子２５，２６よりの信号により複素変調される。
りの入カデイジタル信号は乗算器２３，２４へ供給され
、端子２５，２６よりの信号により複素変調される。
これ等乗算器２３及び２４の各出力はそれぞれ基本回路
１ａ−Ｍａ及び１ｂ〜Ｍｂの各直列回路にそれぞれ供給
される。これ等直列回路の出力はそれぞれ乗算器１８，
１９で自乗され、加算器２１でｌ！］算されて出力され
る。基本回路１ａ−Ｍａ、１ｂ−Ｍｂはそれぞれ同様の
構成であり、ｉ段目（１＝１〜Ｍ）の基本回路は例えば
第４図に示すように、入力端子２７よりの周波数Ｆｓ／
２１−１の信号が掛算器２８で端子２９よりの周波数士
Ｆｓ／２１＋２の信号と乗算される。その乗算出力は動
作周波数がＦｓ／２１−１の低域通過デイジタルフイル
タ３１に通され、その出力は周波数Ｆｓ／２１でサンプ
ル値間引用スイツチ３２により間引されて周波数Ｆｓ／
２１の信号が端子３３に得られる。端子２９に与える入
力信号は二つの基本回路列の≦方はＣＯＳｌ他方はＳｌ
ｎの関係とされる。入力端子１１から入力されるデイジ
タル信号はサンプリング周波数をＦｓとすると第５図Ａ
の斜線部分０−Ｆｓ／２の成分である。
１ａ−Ｍａ及び１ｂ〜Ｍｂの各直列回路にそれぞれ供給
される。これ等直列回路の出力はそれぞれ乗算器１８，
１９で自乗され、加算器２１でｌ！］算されて出力され
る。基本回路１ａ−Ｍａ、１ｂ−Ｍｂはそれぞれ同様の
構成であり、ｉ段目（１＝１〜Ｍ）の基本回路は例えば
第４図に示すように、入力端子２７よりの周波数Ｆｓ／
２１−１の信号が掛算器２８で端子２９よりの周波数士
Ｆｓ／２１＋２の信号と乗算される。その乗算出力は動
作周波数がＦｓ／２１−１の低域通過デイジタルフイル
タ３１に通され、その出力は周波数Ｆｓ／２１でサンプ
ル値間引用スイツチ３２により間引されて周波数Ｆｓ／
２１の信号が端子３３に得られる。端子２９に与える入
力信号は二つの基本回路列の≦方はＣＯＳｌ他方はＳｌ
ｎの関係とされる。入力端子１１から入力されるデイジ
タル信号はサンプリング周波数をＦｓとすると第５図Ａ
の斜線部分０−Ｆｓ／２の成分である。
この入力信号は乗算器２３，２４において端子２５，２
６より入力される余弦、正弦関係にある周波数−Ｆｓ／
４の変調信号により掛算されて−Ｆｓ／４周波数移動さ
れ、第５図Ｂに示すようになる。この信号は第３図の基
本回路１ａ，１ｂの入力、すなわち第４図の端子２７に
入力され、乗算器２８において端子２９より入力された
変調信号Ｆｓ／８（または−Ｆｓ／８）により、周波数
移動され、第５図Ｃに示すようにこの例では＋ＦｓＡだ
け周波数移動される。
６より入力される余弦、正弦関係にある周波数−Ｆｓ／
４の変調信号により掛算されて−Ｆｓ／４周波数移動さ
れ、第５図Ｂに示すようになる。この信号は第３図の基
本回路１ａ，１ｂの入力、すなわち第４図の端子２７に
入力され、乗算器２８において端子２９より入力された
変調信号Ｆｓ／８（または−Ｆｓ／８）により、周波数
移動され、第５図Ｃに示すようにこの例では＋ＦｓＡだ
け周波数移動される。
この信号は第５図Ｄに示すように遮断周波数の裾が士Ｆ
ｓ／８肩が±３ｆｓ／８でこれ等間を通過域とする周波
数特性をもつデイジタルフイルタ３１に入力され、第５
図Ｅに示す出力を得る。
ｓ／８肩が±３ｆｓ／８でこれ等間を通過域とする周波
数特性をもつデイジタルフイルタ３１に入力され、第５
図Ｅに示す出力を得る。
フイルタ３１の動作周波数はＦｓであるが、フイルタの
出力の帯域幅はＦｓ／４であるからスイツチ３２により
１つおきにサンプル値が間引かれ、低いサンプリング周
波数Ｆｓ／２の出力として第５図Ｆに示す出力が端子３
３に現われる。第５図Ｆは同図Ａの斜線部分の下側半分
、すなわち１／２を選択したことに相当する。同様に端
子３３に現われた出力が基本回路２ａ，２ｂによりさら
にｌ／２に選択され、以下同様にしてＭ段目の基本回路
Ｍａ，Ｍｂによりｌ／２Ｍに周波数選択される。その後
乗算器１８，１９、加算器２１により２乗和されて出力
端子２２ＶＣ出力される。以上の動作より、ディジタル
フィルタ３１はスイツチ３２のサンプル値間引による折
返し成分のみを減衰させればよく、第５図Ｄに示すゆる
やかな特性でよい。
出力の帯域幅はＦｓ／４であるからスイツチ３２により
１つおきにサンプル値が間引かれ、低いサンプリング周
波数Ｆｓ／２の出力として第５図Ｆに示す出力が端子３
３に現われる。第５図Ｆは同図Ａの斜線部分の下側半分
、すなわち１／２を選択したことに相当する。同様に端
子３３に現われた出力が基本回路２ａ，２ｂによりさら
にｌ／２に選択され、以下同様にしてＭ段目の基本回路
Ｍａ，Ｍｂによりｌ／２Ｍに周波数選択される。その後
乗算器１８，１９、加算器２１により２乗和されて出力
端子２２ＶＣ出力される。以上の動作より、ディジタル
フィルタ３１はスイツチ３２のサンプル値間引による折
返し成分のみを減衰させればよく、第５図Ｄに示すゆる
やかな特性でよい。
そのため周波数特性に及ぼす係数感度が著しく低下し、
伝達関数の次数を４次、阻止域減衰量を７５ｄＢ以上と
したとき第６図に示すように通過域リツプル０．１ｄＢ
以下を得るには係数語長８ビツトでよい。またディジタ
ルフィルタの伝達関数のＱが小さくなるためレベル変動
が１／３以下となり、演算語長も低減できる。また第３
図に示したように基本回路が直列接続されているため、
その段数を変えることにより周波数選択幅を自由に設定
できるだけでなく、基本回路のデイジタルフイルタ３１
も同一にできる。ただその制御クロツク周波数だけを変
更すればよい。そのうえ、変調周波数は入力周波数を−
Ｆｓとすれば乗算器２３，２４における−Ｆｓ／４と、
各基本回路においてはその入力周波数をＦｓ／２１−１
とすれば乗算器２８の士Ｆｓ／２１七とスイツチ３２の
Ｆｓ／２１との３周波でよく、これは検出信号周波数Ｆ
Ｏに無関係であり、正弦波信号、余弦波信号を発生する
ためのＲＯＭの容量及び番地設定回路を極めて簡単にで
きる。しかし第１図に示した装置によれば変調信号は検
出信号周波数ＦＯであるため、これに応じてＲＯＭの容
量や番地設定をかえる必要がある。したがつて、このよ
うな利点を禾用してデイジタル信号レベルを急峻な選択
幅で容易にかつ正確に測定できる。
伝達関数の次数を４次、阻止域減衰量を７５ｄＢ以上と
したとき第６図に示すように通過域リツプル０．１ｄＢ
以下を得るには係数語長８ビツトでよい。またディジタ
ルフィルタの伝達関数のＱが小さくなるためレベル変動
が１／３以下となり、演算語長も低減できる。また第３
図に示したように基本回路が直列接続されているため、
その段数を変えることにより周波数選択幅を自由に設定
できるだけでなく、基本回路のデイジタルフイルタ３１
も同一にできる。ただその制御クロツク周波数だけを変
更すればよい。そのうえ、変調周波数は入力周波数を−
Ｆｓとすれば乗算器２３，２４における−Ｆｓ／４と、
各基本回路においてはその入力周波数をＦｓ／２１−１
とすれば乗算器２８の士Ｆｓ／２１七とスイツチ３２の
Ｆｓ／２１との３周波でよく、これは検出信号周波数Ｆ
Ｏに無関係であり、正弦波信号、余弦波信号を発生する
ためのＲＯＭの容量及び番地設定回路を極めて簡単にで
きる。しかし第１図に示した装置によれば変調信号は検
出信号周波数ＦＯであるため、これに応じてＲＯＭの容
量や番地設定をかえる必要がある。したがつて、このよ
うな利点を禾用してデイジタル信号レベルを急峻な選択
幅で容易にかつ正確に測定できる。
第３図に示した構成は数式で説明することもできる。
即ち従来の直交変調による方法はデイジタルフイルタの
伝達関数をＨ（ｚ）、複素変調信号（選択周波数）をｆ
ｏとすると、目的とする伝達関数Ｇいは…式で表現でき
る。ここでＨ（ｚ）は（２）式のように縦続展開できる
。
伝達関数をＨ（ｚ）、複素変調信号（選択周波数）をｆ
ｏとすると、目的とする伝達関数Ｇいは…式で表現でき
る。ここでＨ（ｚ）は（２）式のように縦続展開できる
。
（２）式を（ｌ）式に代入すると（３）式となる。いま
選択周波数ｆｏは第５図Ａにおける斜線で示した領域に
存在し、サンプリング周波数ｆｓとの間には次の関係が
ある。すなわち、 と表現できる。
選択周波数ｆｏは第５図Ａにおける斜線で示した領域に
存在し、サンプリング周波数ｆｓとの間には次の関係が
ある。すなわち、 と表現できる。
式（５）を式（３）に代入すると式（６）を得る。上式
のｅづ２’／１は第３図における乗算器２３，２４での
周波数移動に相当し、の前項は乗算器２８ による周波数移動、後項のＨｉ（ｚりはデイジタルフイ
ルタ３１に相当する。
のｅづ２’／１は第３図における乗算器２３，２４での
周波数移動に相当し、の前項は乗算器２８ による周波数移動、後項のＨｉ（ｚりはデイジタルフイ
ルタ３１に相当する。
このデイジタルフイルタ．３ １はｚｉの関係であるか
らサンプル値をｉ個にｌ個取出せばよいからスイツチ３
２のサンプル値間引ができることになる。（５）式にお
いてｋを正としてｉを無限大にするとｆｏ／ｆ ｓは１
／２となり、ｋを負としてｉを無限大にすると、ｆｏ／
ｆｓ＝０となる。
らサンプル値をｉ個にｌ個取出せばよいからスイツチ３
２のサンプル値間引ができることになる。（５）式にお
いてｋを正としてｉを無限大にするとｆｏ／ｆ ｓは１
／２となり、ｋを負としてｉを無限大にすると、ｆｏ／
ｆｓ＝０となる。
これよりｋｉの正、負を適当に選定すると、ｆｎ／ｆ
ｓは０〜１／２の任意の値とすることができ、つまり選
択周波数ｆｏを任意に選ぶことができる。また選択周波
数ｆｏを２進数表示し、その最下位ビツトを基本回路の
Ｍ段目に対応させ、順次上位ビツトをｌ段目の基本回路
に順次近ずけて対応させ各ビツトにおいで０”の場合は
ｋを正とし、゛ｌ”の場合はｋを負とすればよい。土述
では複数の基本回路を直列に接続したが、基本回路は後
段になるに従つてその入力信号周波数は１／２ずつ低く
なり、つまり処理周期が２倍になるため、ｌ時記憶を用
いて１個の基本回路を繰返し使用して、複数の基本回路
を通したと同様の処理をすることもできる。また上述で
は変調周波数をｆｓ／２ｉの関係としたが、ｆｓ／５ｉ
の関係にしてもよい。以土説明したようにこの発明にお
いてはレベル検出用のデイジタルフイルタは係数を含め
て全て同一で周波数特性も急峻でないため、係数語長及
び演算語長を短縮できる。
ｓは０〜１／２の任意の値とすることができ、つまり選
択周波数ｆｏを任意に選ぶことができる。また選択周波
数ｆｏを２進数表示し、その最下位ビツトを基本回路の
Ｍ段目に対応させ、順次上位ビツトをｌ段目の基本回路
に順次近ずけて対応させ各ビツトにおいで０”の場合は
ｋを正とし、゛ｌ”の場合はｋを負とすればよい。土述
では複数の基本回路を直列に接続したが、基本回路は後
段になるに従つてその入力信号周波数は１／２ずつ低く
なり、つまり処理周期が２倍になるため、ｌ時記憶を用
いて１個の基本回路を繰返し使用して、複数の基本回路
を通したと同様の処理をすることもできる。また上述で
は変調周波数をｆｓ／２ｉの関係としたが、ｆｓ／５ｉ
の関係にしてもよい。以土説明したようにこの発明にお
いてはレベル検出用のデイジタルフイルタは係数を含め
て全て同一で周波数特性も急峻でないため、係数語長及
び演算語長を短縮できる。
また基本回路の接続段数を増すことにより急峻な選択特
性を得ることができる。更にフイルタ設計を単純化でき
る。かつ変調回路が簡単になるなどの利点が生じ、短か
い演算時間で高精度、高分解能なレベル側定が可能とな
る。
性を得ることができる。更にフイルタ設計を単純化でき
る。かつ変調回路が簡単になるなどの利点が生じ、短か
い演算時間で高精度、高分解能なレベル側定が可能とな
る。
第１図は従来の直交検波による検出方法を実現する構成
図、第２図は第１図の方法を用いたときの通過域周波数
と通過域リツプルとの関係を示す図、第３図はこの発明
によるデイジメルレベル検出装置の実施例を示す構成図
、第４図はその基本回路の−伊リを示すブロツク図、第
５図は第３図の動作説明図、第６図は第３図を用いたと
きの係数語長と通過域リツプルとの関係を示す図である
。 １１・・・・−・信号入力端子、２ １・・・・・・加
算器、２２・・・・・・信号出力端子、１８，１９，２
３，２４，２ ８ ・・・・・・乗算器、２ ５，２
６，２ ９・・・・・唆調用信号入力端子、３ １・・
・・・・デイジノルフイルタ、Ｉａ〜Ｍ ａ，Ｉｂ Ｎ
Ｍ ｂ ・・・・・・基本回路、３ ２・・・・−・サ
ンプル値間引用スイツチ。
図、第２図は第１図の方法を用いたときの通過域周波数
と通過域リツプルとの関係を示す図、第３図はこの発明
によるデイジメルレベル検出装置の実施例を示す構成図
、第４図はその基本回路の−伊リを示すブロツク図、第
５図は第３図の動作説明図、第６図は第３図を用いたと
きの係数語長と通過域リツプルとの関係を示す図である
。 １１・・・・−・信号入力端子、２ １・・・・・・加
算器、２２・・・・・・信号出力端子、１８，１９，２
３，２４，２ ８ ・・・・・・乗算器、２ ５，２
６，２ ９・・・・・唆調用信号入力端子、３ １・・
・・・・デイジノルフイルタ、Ｉａ〜Ｍ ａ，Ｉｂ Ｎ
Ｍ ｂ ・・・・・・基本回路、３ ２・・・・−・サ
ンプル値間引用スイツチ。
Claims (1)
- １ サンプリング周波数がｆｓの入力ディジタル信号を
、周波数−ｆｓ／４のディジタル正弦波信号及びディジ
タル余弦波信号とそれぞれ掛算する第１及び第２乗算器
と、その第１乗算器の出力が供給され、周波数ｆｓ／２
＾ｉ＾−＾１の入力信号と周波数±ｆｓ／２＾ｉ＾＋＾
２の正弦波信号とを乗算器で掛算し、その出力を動作周
波数がｆｓ／２＾ｉ＾−＾１の低域通過ディジタルフィ
ルタを通し、その出力からｆｓ／２＾ｉの間引を間引手
段により行つて周波数ｆｓ／２＾ｉを出力する基本動作
をＭ回（Ｍは２以上の整数であり、ｉ＝１、２……Ｍ
）行う第１回路と、上記第２乗算器の出力が供給され、
周波数ｆｓ／２＾ｉ＾−＾１の入力信号と、周波数±ｆ
ｓ／２＾ｉ＾＋＾２の余弦波信号とを乗算器で掛算し、
その出力を動作周波数がｆｓ／２＾ｉ＾−＾１の低域通
過ディジタルフィルタを通し、その出力を動作周波数が
ｆｓ／２＾ｉ＾−＾１の低域通過ディジタルフィルタを
通じ、その出力からｆｓ／２＾ｉの間引を間引手段によ
り行つて、周波数ｆｓ／２＾ｉを出力する基本動作をＭ
回行う第２回路と、上記第１及び第２回路の各出力がそ
れぞれ供給されてこれらをそれぞれ自乗する第３及び第
４乗算器と、これ等第３及び第４乗算器の出力を加算し
て出力する加算器とを具備し、上記各基本動作における
正弦波及び余弦波信号の符号はレベル検出しようとする
信号の周波数に応じて選定されるディジタルレベル検出
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53130284A JPS592350B2 (ja) | 1978-10-23 | 1978-10-23 | デイジタルレベル検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53130284A JPS592350B2 (ja) | 1978-10-23 | 1978-10-23 | デイジタルレベル検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5556741A JPS5556741A (en) | 1980-04-25 |
| JPS592350B2 true JPS592350B2 (ja) | 1984-01-18 |
Family
ID=15030627
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53130284A Expired JPS592350B2 (ja) | 1978-10-23 | 1978-10-23 | デイジタルレベル検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS592350B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20200080105A (ko) * | 2018-12-26 | 2020-07-06 | 엑설런스 옵토일렉트로닉스 인코포레이티드 | Led 차량용 선형 발광 모듈 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60120262A (ja) * | 1983-12-02 | 1985-06-27 | Nec Corp | 周波数分析装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50156919A (ja) * | 1974-06-10 | 1975-12-18 | ||
| JPS5312171A (en) * | 1976-07-19 | 1978-02-03 | Mukouhara Netsukougiyou Kk | Sludge incineration apparatus |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5850558Y2 (ja) * | 1977-02-01 | 1983-11-17 | 日本ビクター株式会社 | 周波数・レベル表示装置 |
-
1978
- 1978-10-23 JP JP53130284A patent/JPS592350B2/ja not_active Expired
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50156919A (ja) * | 1974-06-10 | 1975-12-18 | ||
| JPS5312171A (en) * | 1976-07-19 | 1978-02-03 | Mukouhara Netsukougiyou Kk | Sludge incineration apparatus |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20200080105A (ko) * | 2018-12-26 | 2020-07-06 | 엑설런스 옵토일렉트로닉스 인코포레이티드 | Led 차량용 선형 발광 모듈 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5556741A (en) | 1980-04-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20200011911A1 (en) | High-precision frequency measuring system and method | |
| JPH0750136B2 (ja) | 周波数測定方法 | |
| US4340781A (en) | Speech analysing device | |
| US4115867A (en) | Special-purpose digital computer for computing statistical characteristics of random processes | |
| US3980872A (en) | Digital filter for electrical signals | |
| JPS592350B2 (ja) | デイジタルレベル検出装置 | |
| JPS6244620B2 (ja) | ||
| US4092618A (en) | Discrete transversal filter | |
| US7290022B2 (en) | Method and filter arrangement for digital recursive filtering in the time domain | |
| SU800965A1 (ru) | Анализатор частотных характеристик | |
| SU687574A1 (ru) | Устройство дл измерени разности фаз разноимпульсов | |
| Tanaka et al. | The tapped analog delay | |
| Prokopenko et al. | Usage of numerical methods for differential equations solving in digital filters synthesis | |
| RU2060544C1 (ru) | Устройство для извлечения квадратного корня | |
| SU1149373A1 (ru) | Устройство дл формировани сигналов с измен ющейс частотой | |
| RU1827642C (ru) | Способ измерени начальной фазы сигнала и устройство дл его осуществлени | |
| JPS59161115A (ja) | 非巡回型デイジタルフイルタ | |
| JPH01257274A (ja) | 周波数推定方式 | |
| SU767779A1 (ru) | Устройство дл умножени | |
| SU1083205A1 (ru) | Устройство дл определени модул междупериодного коэффициента коррел ции | |
| KR100378764B1 (ko) | 대신호 파라미터 추출 장치 및 방법 | |
| SU1695391A1 (ru) | Аналоговое запонинающее устройство дл узкополосного сигнала | |
| SU1200192A1 (ru) | Способ измерени переходных процессов в электронных блоках при скачке фазы входного сигнала и устройство дл его осуществлени | |
| RU1667504C (ru) | Устройство для измерения отношения двух напряжений | |
| SU760123A1 (ru) | Интегратор 1 |