JPS6244620B2 - - Google Patents
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- JPS6244620B2 JPS6244620B2 JP54058100A JP5810079A JPS6244620B2 JP S6244620 B2 JPS6244620 B2 JP S6244620B2 JP 54058100 A JP54058100 A JP 54058100A JP 5810079 A JP5810079 A JP 5810079A JP S6244620 B2 JPS6244620 B2 JP S6244620B2
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- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10K—SOUND-PRODUCING DEVICES; METHODS OR DEVICES FOR PROTECTING AGAINST, OR FOR DAMPING, NOISE OR OTHER ACOUSTIC WAVES IN GENERAL; ACOUSTICS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G10K11/00—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound in general; Methods or devices for protecting against, or for damping, noise or other acoustic waves in general
- G10K11/18—Methods or devices for transmitting, conducting or directing sound
- G10K11/26—Sound-focusing or directing, e.g. scanning
- G10K11/34—Sound-focusing or directing, e.g. scanning using electrical steering of transducer arrays, e.g. beam steering
- G10K11/341—Circuits therefor
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、デイジタル信号処理技術を用いて
種々のビームパターンを持つ広帯域の受信ビーム
を形成するデイジタルビームフオーマに関するも
のである。
種々のビームパターンを持つ広帯域の受信ビーム
を形成するデイジタルビームフオーマに関するも
のである。
ソーナー、レーダーなどでは、多数のセンサー
からなるセンサーアレイを用いて鋭い指向性を持
つ受信ビームを形成し、その出力信号を用いて目
標の探知、測位、類別を行つている。
からなるセンサーアレイを用いて鋭い指向性を持
つ受信ビームを形成し、その出力信号を用いて目
標の探知、測位、類別を行つている。
この受信ビームを形成するために用いられてい
る従来のビームフオーマの代表的なものは第1図
のように構成されている。
る従来のビームフオーマの代表的なものは第1図
のように構成されている。
このビームフオーマについて説明すると、第1
図において、11〜1kは入力端子、21〜2kは
遅延線、31〜3kは減衰器、4は加算器、5は
出力端子である。
図において、11〜1kは入力端子、21〜2kは
遅延線、31〜3kは減衰器、4は加算器、5は
出力端子である。
すなわち、このように構成されたビームフオー
マにおいては、図示しないK素子のセンサーの出
力信号が入力端子11〜1kから入力され、この
信号は遅延線21〜2kによつて伝搬遅延が補償
された後、減衰器31〜3kによつて重みが乗じ
られた上で加算器4によつて総和が取られて出力
端子5に出力される。ここで、遅延線21〜2k
の遅延時間は受信ビームの主極の方向から入射す
る信号に対して各センサー間に生じる伝搬遅延を
補償するように、また減衰器31〜3kの重み
(減衰量)はビームの副極を抑えるように選ばれ
る。
マにおいては、図示しないK素子のセンサーの出
力信号が入力端子11〜1kから入力され、この
信号は遅延線21〜2kによつて伝搬遅延が補償
された後、減衰器31〜3kによつて重みが乗じ
られた上で加算器4によつて総和が取られて出力
端子5に出力される。ここで、遅延線21〜2k
の遅延時間は受信ビームの主極の方向から入射す
る信号に対して各センサー間に生じる伝搬遅延を
補償するように、また減衰器31〜3kの重み
(減衰量)はビームの副極を抑えるように選ばれ
る。
従来のビームフオーマの第2の例としては、第
1図における減衰器31〜3kを位相線形なフイ
ルタに置きかえたものがある。ここで、フイルタ
の振幅特性は、使用周波数帯域内の各周波数につ
いて望みのビームパターンが得られるように選ば
れる。
1図における減衰器31〜3kを位相線形なフイ
ルタに置きかえたものがある。ここで、フイルタ
の振幅特性は、使用周波数帯域内の各周波数につ
いて望みのビームパターンが得られるように選ば
れる。
従来のビームフオーマの第3の例としては、第
2図に示すような干渉波除去機能を持つものがあ
る。このビームフオーマについて説明すると、第
2図において、111〜11kは入力端子、12
1〜12kは干渉波に対して伝搬遅延を補償する
ための遅延線、13は加算器、14は1/k(k
はセンサーの個数)の利得を持つ減衰器、151
〜15kは減算器、161〜16kは一定の時間か
らそれぞれ遅延線121〜12kの遅延時間を引
いた値に等しい遅延時間を持つ遅延線、171〜
17kは信号に対する伝搬遅延を補償するための
遅延線、18は加算器、19は出力端子である。
2図に示すような干渉波除去機能を持つものがあ
る。このビームフオーマについて説明すると、第
2図において、111〜11kは入力端子、12
1〜12kは干渉波に対して伝搬遅延を補償する
ための遅延線、13は加算器、14は1/k(k
はセンサーの個数)の利得を持つ減衰器、151
〜15kは減算器、161〜16kは一定の時間か
らそれぞれ遅延線121〜12kの遅延時間を引
いた値に等しい遅延時間を持つ遅延線、171〜
17kは信号に対する伝搬遅延を補償するための
遅延線、18は加算器、19は出力端子である。
すなわち、このように構成されたビームフオー
マにおいては、入力信号が入力端子111〜11
kから入力されるが、この入力信号に混入してい
る干渉波は、遅延線121〜12kで遅延補償さ
れた後、加算器13で加算されてビーム形成され
る。次に、この加算器13の出力信号の振幅が各
チヤンネルに混入されている干渉波の振幅に減衰
器14により合わせられ、しかる後これが遅延線
121〜12kの各出力信号から減算器151〜
15kで減じられることにより、各入力信号の中
から干渉波成分が除去される。その後、減算器5
1〜15kの出力信号の遅延が遅延線161〜1
6kによつて揃えられるとともに、通常のビーム
フオーマと同様に遅延線171〜17kで信号成
分の伝送遅延が補償され、さらに加算器18です
べてのチヤンネルについて加算されて出力端子1
9に出力信号として出力される。
マにおいては、入力信号が入力端子111〜11
kから入力されるが、この入力信号に混入してい
る干渉波は、遅延線121〜12kで遅延補償さ
れた後、加算器13で加算されてビーム形成され
る。次に、この加算器13の出力信号の振幅が各
チヤンネルに混入されている干渉波の振幅に減衰
器14により合わせられ、しかる後これが遅延線
121〜12kの各出力信号から減算器151〜
15kで減じられることにより、各入力信号の中
から干渉波成分が除去される。その後、減算器5
1〜15kの出力信号の遅延が遅延線161〜1
6kによつて揃えられるとともに、通常のビーム
フオーマと同様に遅延線171〜17kで信号成
分の伝送遅延が補償され、さらに加算器18です
べてのチヤンネルについて加算されて出力端子1
9に出力信号として出力される。
しかるに、以上のような従来のビームフオーマ
では、伝搬遅延を補償するために高精度の遅延線
を必要とすること、干渉波除去などの機能を付加
すると構成が複雑で高価になるなどの欠点があつ
た。
では、伝搬遅延を補償するために高精度の遅延線
を必要とすること、干渉波除去などの機能を付加
すると構成が複雑で高価になるなどの欠点があつ
た。
この発明は上記の点に鑑みなされたもので、デ
イジタル信号処理技術を用いることにより、複雑
な機能を持つにも拘わらず、容易にかつ高精度
に、しかも経済的に実現し得るデイジタルビーム
フオーマを提供することを目的とする。
イジタル信号処理技術を用いることにより、複雑
な機能を持つにも拘わらず、容易にかつ高精度
に、しかも経済的に実現し得るデイジタルビーム
フオーマを提供することを目的とする。
以下この発明の実施例を図面を参照して説明す
る。第3図はこの発明の第1の実施例を示す図で
ある。この図において、211〜21kは入力端
子、221〜22kは入力端子211〜21kが入
力に接続されたA/D変換器、231〜23kは
A/D変換器221〜22kの出力に接続された
入力メモリ、241〜24kは入力メモリ231
〜23kの出力に接続され、N次のフーリエ変換
を実行するFFTプロセツサ、251〜25kは
FFTプロセツサ241〜24kの出力に接続され
た複素乗算器、261〜26kは出力が複素乗算
器251〜25kに接続されたテーブルメモリ、
27は複素乗算器251〜25kのすべての出力
が入力に接続された複素加算器である。また、2
8は複素加算器27の出力に接続され、N次の逆
フーリエ変換を実行するFFTプロセツサ、29
はFFTプロセツサ28の出力に接続された出力
メモリ、30は出力メモリ29の出力に接続され
た出力端子である。
る。第3図はこの発明の第1の実施例を示す図で
ある。この図において、211〜21kは入力端
子、221〜22kは入力端子211〜21kが入
力に接続されたA/D変換器、231〜23kは
A/D変換器221〜22kの出力に接続された
入力メモリ、241〜24kは入力メモリ231
〜23kの出力に接続され、N次のフーリエ変換
を実行するFFTプロセツサ、251〜25kは
FFTプロセツサ241〜24kの出力に接続され
た複素乗算器、261〜26kは出力が複素乗算
器251〜25kに接続されたテーブルメモリ、
27は複素乗算器251〜25kのすべての出力
が入力に接続された複素加算器である。また、2
8は複素加算器27の出力に接続され、N次の逆
フーリエ変換を実行するFFTプロセツサ、29
はFFTプロセツサ28の出力に接続された出力
メモリ、30は出力メモリ29の出力に接続され
た出力端子である。
このように構成されたデイジタルビームフオー
マにおいては、Kチヤンネルの入力信号が入力端
子211〜21kに供給される。そして、この入
力信号は、それぞれA/D変換器221〜22k
で一定のレートで標本化されることによりデイジ
タル符号に変換されて入力メモリ231〜23k
に書込まれる。一方、入力メモリ231〜23k
からは引続くN個の標本値からなるデータブロツ
クがそれぞれ読出されるもので、このデータブロ
ツクはそれぞれFFTプロセツサ241〜24kへ
送られ、そこでN次のフーリエ変換が施されて、
N/2個の複素スペクトルが算出される。ついで、
テーブルメモリ261〜26kに格納されている
伝達関数(N/2個の複素数からなる)とFFTプロ
セツサ241〜24kで算出された複素スペクト
ルが複素乗算器251〜25kを用いて各周波数
成分毎に複素乗算されるとともに、その結果が複
素加算器27によつて各周波数成分毎にすべての
チヤンネルにわたり加算され、さらにその結果が
FFTプロセツサ28によつて逆フーリエ変換さ
れて出力メモリ29に書込まれる。しかる後、出
力メモリ29に書込まれたデータが、入力側の標
本化レートに等しいレートで順次に読出され、出
力端子30から出力される。
マにおいては、Kチヤンネルの入力信号が入力端
子211〜21kに供給される。そして、この入
力信号は、それぞれA/D変換器221〜22k
で一定のレートで標本化されることによりデイジ
タル符号に変換されて入力メモリ231〜23k
に書込まれる。一方、入力メモリ231〜23k
からは引続くN個の標本値からなるデータブロツ
クがそれぞれ読出されるもので、このデータブロ
ツクはそれぞれFFTプロセツサ241〜24kへ
送られ、そこでN次のフーリエ変換が施されて、
N/2個の複素スペクトルが算出される。ついで、
テーブルメモリ261〜26kに格納されている
伝達関数(N/2個の複素数からなる)とFFTプロ
セツサ241〜24kで算出された複素スペクト
ルが複素乗算器251〜25kを用いて各周波数
成分毎に複素乗算されるとともに、その結果が複
素加算器27によつて各周波数成分毎にすべての
チヤンネルにわたり加算され、さらにその結果が
FFTプロセツサ28によつて逆フーリエ変換さ
れて出力メモリ29に書込まれる。しかる後、出
力メモリ29に書込まれたデータが、入力側の標
本化レートに等しいレートで順次に読出され、出
力端子30から出力される。
ここで、テーブルメモリ261〜26kに格納
される伝達関数は次のように定められる。まず、
実現すべきビームフオーマの等価回路を第4図の
ように表わす。ここで、411〜41kは入力端
子、421〜42kはフイルタ、43は加算器、
44は出力端子であり、フイルタ421〜42k
はそれぞれh1(t),……,hk(t)なるインパ
ルス応答をもつものである。なお、第1図および
第2図の従来のビームフオーマも、このようにし
て表わされることは明らかである。したがつて、
これらのインパルス応答を入力信号の標本化周期
に等しい周期で標本化し、それらの標本のうちの
初めのM個を選び、その後をゼロにしてN次のフ
ーリエ変換を施したものを伝達関数とする。ここ
で、標本数Mはフイルタ421〜42kのインパ
ルス応答がM個の標本で充分良く近似できるよう
に選び、またフーリエ変換の次数NはさらにMよ
りも大きく選ぶ。
される伝達関数は次のように定められる。まず、
実現すべきビームフオーマの等価回路を第4図の
ように表わす。ここで、411〜41kは入力端
子、421〜42kはフイルタ、43は加算器、
44は出力端子であり、フイルタ421〜42k
はそれぞれh1(t),……,hk(t)なるインパ
ルス応答をもつものである。なお、第1図および
第2図の従来のビームフオーマも、このようにし
て表わされることは明らかである。したがつて、
これらのインパルス応答を入力信号の標本化周期
に等しい周期で標本化し、それらの標本のうちの
初めのM個を選び、その後をゼロにしてN次のフ
ーリエ変換を施したものを伝達関数とする。ここ
で、標本数Mはフイルタ421〜42kのインパ
ルス応答がM個の標本で充分良く近似できるよう
に選び、またフーリエ変換の次数NはさらにMよ
りも大きく選ぶ。
一方、入力メモリ231〜23kの容量はそれ
ぞれN+(N−M)語またはそれ以上とし、入力
メモリ231〜23kからFFTプロセツサ241
〜24kへ転送されるN個のデータは、初めのM
語が前回の処理の期間中にすでに転送され処理さ
れたものであり、残りのN―M語が新たに加えら
れたものである。また、FFTプロセツサ28か
ら出力メモリ29へ転送されるのは、逆フーリエ
変換で得られるN個の標本のうちの初めのN―M
個である。したがつて、以上の処理過程は、N―
M個の標本が入力および出力される間に実行され
ればならない。
ぞれN+(N−M)語またはそれ以上とし、入力
メモリ231〜23kからFFTプロセツサ241
〜24kへ転送されるN個のデータは、初めのM
語が前回の処理の期間中にすでに転送され処理さ
れたものであり、残りのN―M語が新たに加えら
れたものである。また、FFTプロセツサ28か
ら出力メモリ29へ転送されるのは、逆フーリエ
変換で得られるN個の標本のうちの初めのN―M
個である。したがつて、以上の処理過程は、N―
M個の標本が入力および出力される間に実行され
ればならない。
以上説明した過程によつて、第4図の等価回路
におけるのとほとんど等しい処理が実行されるこ
とは、FFT(高速フーリエ変換)を用いる周期
コンボーリユーシヨンによつてデイジタルフイル
タを実現する周知の方法を思い出すなら容易に理
解できよう。
におけるのとほとんど等しい処理が実行されるこ
とは、FFT(高速フーリエ変換)を用いる周期
コンボーリユーシヨンによつてデイジタルフイル
タを実現する周知の方法を思い出すなら容易に理
解できよう。
以上のように、この発明の第1の実施例のデイ
ジタルビームフオーマによれば、特性がテーブル
メモリ261〜26kに格納されている伝達関数
によつて自由に変えられるため、干渉波除去機能
など複雑な機能を持つものを容易に、かつ高精度
で実現できる。また、テーブルメモリ261〜2
6kを書き替えるのみで特性を任意に変えること
ができるので、メインビームの方向や除去する干
渉波の方向を変えること、さらには特性を適応的
に変えることもできる。
ジタルビームフオーマによれば、特性がテーブル
メモリ261〜26kに格納されている伝達関数
によつて自由に変えられるため、干渉波除去機能
など複雑な機能を持つものを容易に、かつ高精度
で実現できる。また、テーブルメモリ261〜2
6kを書き替えるのみで特性を任意に変えること
ができるので、メインビームの方向や除去する干
渉波の方向を変えること、さらには特性を適応的
に変えることもできる。
さらに、上記デイジタルビームフオーマにおけ
るフーリエ変換、複素乗算、複素加算、逆フーリ
エ変換などの処理を、高速な信号処理用プロセツ
サによつて逐次に実行することも可能であり、そ
のようにすれば演算回路の規模を小さくすること
ができるから経済化を達成できる。また、同時に
複数の受波ビームを発生する場合には、入力メモ
リ231〜23kおよびFFTプロセツサ241〜
24kが各ビームについて共通に使われ、それ以
降の処理過程のみを各ビームについて実行すれば
よいから、メモリ容量および演算量をかなり節約
でき、上記と同様に経済化を達成できる。
るフーリエ変換、複素乗算、複素加算、逆フーリ
エ変換などの処理を、高速な信号処理用プロセツ
サによつて逐次に実行することも可能であり、そ
のようにすれば演算回路の規模を小さくすること
ができるから経済化を達成できる。また、同時に
複数の受波ビームを発生する場合には、入力メモ
リ231〜23kおよびFFTプロセツサ241〜
24kが各ビームについて共通に使われ、それ以
降の処理過程のみを各ビームについて実行すれば
よいから、メモリ容量および演算量をかなり節約
でき、上記と同様に経済化を達成できる。
第5図はこの発明の第2の実施例を示す図であ
る。この第2の実施例においては、入力端子21
1〜21kから複素加算器27を経て出力端子3
0へ至る過程が第3図の第1の実施例と同一であ
るが、複素加算器27の出力が分岐され、その分
岐出力に自乗和演算器31が接続され、さらに自
乗和演算器31の出力に積分器32が接続されて
その出力に出力端子33が接続されている。
る。この第2の実施例においては、入力端子21
1〜21kから複素加算器27を経て出力端子3
0へ至る過程が第3図の第1の実施例と同一であ
るが、複素加算器27の出力が分岐され、その分
岐出力に自乗和演算器31が接続され、さらに自
乗和演算器31の出力に積分器32が接続されて
その出力に出力端子33が接続されている。
すなわち、第2の実施例においては、第1の実
施例と同一に動作する以外に、複素加算器27の
出力の絶対値の自乗が自乗和演算器31によつて
各周波数成分毎に計算され、さらにその結果が積
分器32によつて各周波数成分毎に積分されて出
力端子33に出力される。つまり、第2の実施例
では、出力端子30に受信ビームの出力信号が得
られると同時に、出力端子33にはその電力スペ
クトルが得られる。したがつて、パツシブソーナ
ーでは航走音の線スペクトル成分を検出すること
により目標の探知、類別が行われるが、第2の実
施例ではこのために必要な狭帯域分析による電力
スペクトルが自乗和と積分からなる簡単な演算の
付加により得られる。
施例と同一に動作する以外に、複素加算器27の
出力の絶対値の自乗が自乗和演算器31によつて
各周波数成分毎に計算され、さらにその結果が積
分器32によつて各周波数成分毎に積分されて出
力端子33に出力される。つまり、第2の実施例
では、出力端子30に受信ビームの出力信号が得
られると同時に、出力端子33にはその電力スペ
クトルが得られる。したがつて、パツシブソーナ
ーでは航走音の線スペクトル成分を検出すること
により目標の探知、類別が行われるが、第2の実
施例ではこのために必要な狭帯域分析による電力
スペクトルが自乗和と積分からなる簡単な演算の
付加により得られる。
以上各実施例で説明したように、この発明はデ
イジタル信号処理技術を用いることにより、任意
の特性を持つ受信ビームを容易に、かつ高精度に
発生することができる。また高速の信号処理用プ
ロセツサを用いれば小規模のハードウエアで実現
できるから経済化を達成できる。特に、複数のビ
ームを同時に発生する場合には演算量、メモリ容
量を節約できるもので、これにより待受けビーム
ソーナーの実現に適する。
イジタル信号処理技術を用いることにより、任意
の特性を持つ受信ビームを容易に、かつ高精度に
発生することができる。また高速の信号処理用プ
ロセツサを用いれば小規模のハードウエアで実現
できるから経済化を達成できる。特に、複数のビ
ームを同時に発生する場合には演算量、メモリ容
量を節約できるもので、これにより待受けビーム
ソーナーの実現に適する。
第1図および第2図は従来のビームフオーマを
それぞれ示すブロツク図、第3図はこの発明によ
るデイジタルビームフオーマの第1の実施例を示
すブロツク図、第4図はビームフオーマの等価回
路図、第5図はこの発明の第2の実施例を示すブ
ロツク図である。 211〜21k…入力端子、221〜22k…
A/D変換器、231〜23k…入力メモリ、2
41〜24k…FFTプロセツサ、251〜25k…
複素乗算器、261〜26k…テーブルメモリ、
27…複素加算器、28…FFTプロセツサ、2
9…出力メモリ、30…出力端子、31…自乗和
演算器、32…積分器、33…出力端子。
それぞれ示すブロツク図、第3図はこの発明によ
るデイジタルビームフオーマの第1の実施例を示
すブロツク図、第4図はビームフオーマの等価回
路図、第5図はこの発明の第2の実施例を示すブ
ロツク図である。 211〜21k…入力端子、221〜22k…
A/D変換器、231〜23k…入力メモリ、2
41〜24k…FFTプロセツサ、251〜25k…
複素乗算器、261〜26k…テーブルメモリ、
27…複素加算器、28…FFTプロセツサ、2
9…出力メモリ、30…出力端子、31…自乗和
演算器、32…積分器、33…出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 多チヤンネルの入力信号をデイジタル符号の
系列に変換する手段と、このデイジタル符号系列
を循環的に記憶する手段と、この記憶手段からデ
イジタル符号系列のブロツクを読出し、チヤンネ
ル毎にフーリエ変換する手段と、ビームパターン
を定めるチヤンネル毎のデータを記憶する手段
と、この記憶手段の出力信号と上記フーリエ変換
手段の出力信号とをチヤンネル毎に複素乗算する
手段と、この複素乗算手段の出力信号をすべての
チヤンネルにわたり、複素加算する手段と、この
複素加算手段の出力信号を逆フーリエ変換し、メ
モリに書込む手段と、このメモリからデータを一
定の周期で周期的に読出す手段とを具備してなる
デイジタルビームフオーマ。 2 多チヤンネルの入力信号をデイジタル符号の
系列に変換する手段と、このデイジタル符号系列
を循環的に記憶する手段と、この記憶手段からデ
イジタル符号系列のブロツクを読出し、チヤンネ
ル毎にフーリエ変換する手段と、ビームパターン
を定めるチヤンネル毎のデータを記憶する手段
と、この記憶手段の出力信号と上記フーリエ変換
手段の出力信号とをチヤンネル毎に複素乗算する
手段と、この複素乗算手段の出力信号をすべての
チヤンネルにわたり、複素加算する手段と、この
複素加算手段の出力信号を逆フーリエ変換し、メ
モリに書込む手段と、このメモリからデータを一
定の周期で周期的に読出す手段と、上記複素加算
手段の出力信号の絶対値の自乗を算出する手段お
よびその出力信号を積分する手段とを具備してな
るデイジタルビームフオーマ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5810079A JPS55151279A (en) | 1979-05-14 | 1979-05-14 | Digital beam former |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5810079A JPS55151279A (en) | 1979-05-14 | 1979-05-14 | Digital beam former |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS55151279A JPS55151279A (en) | 1980-11-25 |
JPS6244620B2 true JPS6244620B2 (ja) | 1987-09-21 |
Family
ID=13074530
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5810079A Granted JPS55151279A (en) | 1979-05-14 | 1979-05-14 | Digital beam former |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS55151279A (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0758860B2 (ja) * | 1987-02-06 | 1995-06-21 | 三菱電機株式会社 | アンテナ装置 |
JPS63174708U (ja) * | 1987-01-27 | 1988-11-14 | ||
JP2558112B2 (ja) * | 1987-02-06 | 1996-11-27 | 三菱電機株式会社 | アンテナ装置 |
JPS6459454A (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-07 | Hitachi Ltd | Method and device for fourier transformation |
JPH071852Y2 (ja) * | 1988-04-18 | 1995-01-18 | 三菱電機株式会社 | アンテナ装置 |
JPH01311704A (ja) * | 1988-06-10 | 1989-12-15 | Mitsubishi Electric Corp | アンテナ装置 |
JP2010243237A (ja) * | 2009-04-02 | 2010-10-28 | Mitsubishi Electric Corp | 目標検出方法及びレーダ装置並びにアレーアンテナ装置 |
WO2013128820A1 (ja) * | 2012-02-29 | 2013-09-06 | パナソニック株式会社 | 侵入物検知装置及び侵入物検知方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5258314A (en) * | 1975-11-07 | 1977-05-13 | Sanei Sokki Kk | Electronic scanning ultrasonic image pickup device |
-
1979
- 1979-05-14 JP JP5810079A patent/JPS55151279A/ja active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5258314A (en) * | 1975-11-07 | 1977-05-13 | Sanei Sokki Kk | Electronic scanning ultrasonic image pickup device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS55151279A (en) | 1980-11-25 |
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