JPS59222081A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タを含む自励発振インバ−タおよびその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、一般的には、ＤＣ−ＡＣインバータおよびＤ
Ｃ−ＤＣコンバータおよびそれらの使用法の分野に関す
る。更に詳しく云うと、本発明は１変圧器、過励振、プ
ッシュプル、変圧器結合トランジスタ発振器とともに特
に用いるそのようなインバータおよびコンバータ用の励
振（ｄｒｔｖｅ）制御回路および方法に関する。

従って、ＤＣ−ＡＣインバータおよびそれに関連Ｌ７’
ＣＤＣ−ＤＣコンバータ用の多数の回路が先行技術にお
いて開示さ九ている。そのような回路は現代の技術にお
いては殆んど無数の変形および応用を有する。種々のＤ
Ｃ−ＡＣインバータおよびそれらの特性の全分野にわた
る余すところのない徹底的な調査が、本発明の譲受人で
あるモトローラ社によって１９７９年にアブクケーショ
ンノー）　ＡＮ−２２２Ａとして発表されたＤＣ−ＡＣ
インバータ入門”と題する論文のなかでメリル・パーマ
−（Ｒｌｔｅ　ｆ　ｒ　ｉ　ｌ　１ｐａ　１ｍｅ　ｒ　
）およびロバートＪ、ヘイバー（Ｒｏｂｕｔ　Ｊ。

、［ａｖｅｒ　）により行われ記述されている。

こレラの先行技術のインバータおよびコンバータを分析
する場合には、複雑さと部品数を最低にして価格を抑え
る一方で特殊な所望する性能を達成するためには多くの
トレードオフが必要となっている。以前から入手可能な
そのようなすべてのデバイスのうちで生産費が最も安い
のは１変圧器自助発振型帰還発振器である。１個の変圧
器を用いることにより、回路内の最も高価な素子の数が
一挙に最少になる。帰還巻線から発振励振電流（ｄｒｉ
ｖｅ）を受けとシ変圧器−次巻線（ｐｒｉｒｎａｒｙ　
）を励振するのに用いられる１対のプッシュプル接続ト
ランジスタを用いると、励振又はブリッジインバータよ
シ更に節約ができる。

しかし、この１対のトランジスタは特性、特にベータ（
Ｈｆ、）およびターンオフ時間がよく一致しなければな
らないという明らかな欠点がある。いかなる不一致もト
ランジスタの同時導通を生じる可能性、又はその不平衡
によって変圧器鉄心が望ましくない正味ＤＣバイアスに
よって飽和状態になる可能性がある゛°電流ホッギング
（ｃｕｒｒｅｎｔｈｏｇｇｉｎｇ　）　　”を生じる可
能性がある。発振を制御するだめに鉄心飽和を用いるこ
れらのプッシュプルデバイスにおけるそのような不平衡
を与えるにはより大きな、より高価な変圧器を必要とす
る。

その他の相互に関係のある障害としては、一般に変圧器
特性に主に依存する発振器周波数のセツティングがあっ
た。

発明の要約 従って本発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用で
きる改良された自励発振ＤＣ−ＡＣインバータおよびそ
の制御方法を提供することである。

本発明のもう１つの目的は、容易に且つ経済的に実施さ
れるＤＣ−ＤＣコンバータを含む改良された自励発振イ
ンバータおよびその制御方法を提供することである。

本発明の更にもう１つの目的は、プッシュプルドライバ
段におけるトランジスタ特性間の不一致を考慮に入れた
ＤＣ−ＤＣコンバータを含む改良された自励発振インバ
ータおよびその制御方法を提供することである。

本発明の更にもう１つの目的は、プッシュプルドライバ
段におけるトランジスタ間の同時導通問題を除去したＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを含む改良された自励発振インバー
タおよびその制御方法を提供することである。

本発明の更にもう１つの目的は発振器サイクルのタイミ
ングに対する変圧器鉄心飽和への依存性を避けることに
よって゛電流ホッキング″ヲ減少させるＤＣ−ＤＣコン
バータを含む改良された自励発振インバータおよびその
制御方法を提供することである。

本発明の更にもう１つの目的は、変圧器パラメータとは
関係なしに発振器周波数および出力電圧全制御するＤＣ
−ＤＣコンバータを含む改良された自励発振インバータ
およびその制御方法全提供することである。

上記の、およびその他の目的は、第１および第２スイッ
チング手段の同様な第１電極に接続した変圧器の一次巻
線を通る電流を交互に切換える第１および第２手段を含
む１変圧器ＤＣ−ＡＣインバータ用の制御回路および方
法が提供されている本発明において達成される。流れる
電流レベルを検知する手段が、第１および第２スイッチ
ング手段の共通接続第２電極に接続されている。その電
流レベルと基準レベルとを比較し、電流レベルが基準レ
ベルとはソ等しくなる度毎に第１および第２スイッチン
グ手段を交互に非活動化する手段が第１、第２スイッチ
ング手段のそれぞれの第３電極に接続されている。誘導
的に負荷することが好ましい手段が具えられており、前
記基準レベルに達するまでスイッチング手段の導通時間
を通じて感知電流がゆるやかな直線ランプ形全確実に保
証するようにする。

本発明による１変圧器自励発振ＤＣ−ＤＣコンバータお
よび方法は上記のほかに更に変圧器の二次巻線に接続し
、そこで誘導される可変極性電圧信号を一定の極性電圧
に変換する手段を含む。変圧器を誘導的に負荷し、第１
および第２スイッチング手段を介する電流に一般にラン
プ形波形を与える手段が、変換手段に結合される。

好ましい実施例の説明 第１図全参照すると、先行技術の過励振、プッシュプル
型変圧器結合トランジスタ発振器回路が示されている。

第２図の関連した変圧器Ｂ−Ｈ曲線とともにこの先行技
術回路、および１９７９年にモトローラ社がアプリケー
ションノートＡＮ−２ｚ２Ａとして発表した”　ＤＣ−
ＡＣインバータ入門″と類スルパーマ−Ｍ、およびヘイ
バーＲ，Ｊ、の論文（２〜３頁）から抜粋した下記の説
明を考察することは、先行技術回路に関連して本発明の
原理を理解するのに役立つ。

トランジスタＱ＋は導通しておらず、Ｑ２は導通してお
り、変圧器はＢ−Ｈ曲線上の点Ｊにおいて飽和すると仮
定しよう。Ｑｌが導通し始めると、−次巻線Ｎ１両端に
生−じ゛た電圧は帰還巻線Ｎ８に電圧を誘導するので速
やかにＱｌを飽λ口状態にしＱｉ’ｒオフにする。この
遷移が完了すると　定電圧ｖｐ＝ｖｃｃｄφ　ＶＰ −ＶｃＥ（ｓａｔ）がＮ１に印ヵｎされる。ｄｔ＝Ｎｘ
であるので、磁束φは一定の速度で変圧器鉄心において
増強しなければならず、磁束密度Ｂ−φ／ＡをＢ−Ｈ曲
線上の点Ｊから点にの方向に増大させる。鉄心が不飽和
にとソまっている限りにおいては磁化電流１ｍ（＝Ｈ４
／／Ｎ１）は小さいが、飽和（点Ｋ）に近づくにつれて
、ｄφ／ｄｔｉ一定に保つには高い磁化電流１ｍが必要
になる（ｌは磁路の長さである）。

反射負荷電流とこの急激に増大する磁化電流とを加えた
電流が、Ｑｓを（利用できる励振（ｄｒｉｖｅ）によっ
て）供給しうるコレクタ電流を上回ると、Ｑｌは飽和状
態から脱出し始め■Ｐヲ上昇させる。ＶＦＲおよびＩｃ
はそれぞれ低下し、Ｑｔ’ｅオフにし％サイクルを終了
する。

変成器鉄心の磁束が点Ｋから点Ｂｒに落込む（ｃｏｌｌ
ａｐｓｅ）と、電圧が巻線に誘導され、これはトランジ
スタＱ２を導通状態にバイアスし次のちサイクルを開始
させる。この動作は最初の騒サイクルと同様であるが、
但しく　Ｖｃ　Ｋ（ｓａｔ　）より低い）電源電圧が一
次巻線（ｐｒｉｍａｒｙ）のもう一方の半分に印加され
、誘導された出力電圧の極性を逆にする。

鉄心がＢ−Ｈ曲線上の点Ｍにおいて負の飽和にさせられ
るまでＱ２は導通する。磁束がＭからＪに落込むと全サ
イクルが完了する。

１変成器インバ一タ動作の典型的な電圧および電流波形
が第３図ａ〜第３図ｅに示されている。

各デバイスはオフ状態において、電源電圧と漏れインダ
クタンス等によって回路に発生する誘起電圧と全加えた
電圧の約２倍の電圧をうけることが第３図ａおよび第３
図すのコレクターエミッタ電圧波形から知ることができ
る。第３図ａはトランジスタＱｌのコレクターエミッタ
電圧波形、第３図すはトランジスタＱ２のコレクターエ
ミッタ電圧波形を示す。第３図Ｃは変圧器−次巻線電圧
ＶＦＲ４ＭＡＲＹ即ちトランジスタＱ１のコレクタとＱ
２のコレクタ間電圧波形を示す。従って二次巻線の出力
Ｖｏｕｔ−最大コレクタ電流が第３図ｄにおけるように
主に反対負荷電流であろうと（トランジスタＱｌの全負
荷コレクタ電流）又は第３図ｅにおけるように全部が磁
化電流であろうと（トランジスタＱｌの無負荷コレクタ
電流）同一の最大コレクタ電流ｌＰがスイッチング動作
にとって必髪であるということである。これは低出力負
荷における効率を明らかに制限する。

インバータの動作周波数は下記の関係式により電圧Ｖｐ
および変圧器鉄心の飽和特性によって決定される： 但し、β８は飽和磁束密度（ガウス）、Ａは鉄心の断面
積（ｃｍす、Ｎ１は一次巻線の４の巻数である。

第４図を参照すると、本発明によるＤＣ−ＤＣ自励発振
１変圧器コンバータ１０が示されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は適切な部分に変圧器１６を
介して変圧器結合出力段１４に結合しているプッシュプ
ル入力段１２ヲ具える。変圧器１６は二次巻線２２とと
もに帰還巻線１８および一次巻線２０を含む。図示する
ように、帰還巻線１８はセンタタップとともに約４ター
ンの巻線を含む。帰還巻線１８のセンタタップは、正電
圧１５０ポルトの電圧源と回路接地との間に接続された
直列接続抵抗２６および２８ヲ含む分圧器２４に接続し
ている。帰還巻線１８は、下記に更に詳述するように出
力トランジスタ３０および３２のペース電極に並列に接
続されている。

−次巻線２０はセンタタップを正電圧１５０ボルトの電
圧源に接続させた釣部ターンからなる。−次巻線２０は
、変圧器１６にプッシュプルドライバ全部えるため共通
エミッタ構成で接続されている出力トランジスタ３０お
よび３２のコレクタ電極の間に並列に接続されている。

出力トランジスタ３０および３２０ベース電極はそれぞ
れダイオード３６および３８−によってトランジスタ詞
のコレクタ電極に接続されている。トランジスタ３４の
エミッタ電極は回路接地に接続され、一方（−のベース
電極は出力トランジスタ３０および３２の共通接続エミ
ッタに接続され、それらのエミッタは今度はサイプリン
グ抵抗４０を介して回路接地に接続されている。

出力段１４に結合される通常の変圧器は、二次巻線２２
に誘起されるＡＣ（可変極性）信号から抽出されるＤＣ
（−電極性）出力電圧ＥＯＵＴ　ｋ供給する１本のリー
ド線金具えたセンタタッグを有す為２７ターンの二次巻
線を含むものとして示されている。

二次巻線は図示されているようにダイオード４２および
４４のアノードに接続され、これらのダイオードのカソ
ードは一緒に接続され、出力電圧ＥＯＵＴのための第２
リード線を与える。フィルタコンデンザ４６は変圧器結
合出力段１４の出力リード線間に並列に配置されている
。

更に第５図を参照すると、別の変圧器結合出力段１４が
示されている。この図に関しては、第４図に関連して上
述したのと同じ素子には同じ番号を付してあり、上述の
説明は第５図の素子の説明としては十分なはずである。

この別の変圧器結合出力段１４ヲ用いた場合には、１対
の線形化インダクタ４８のよび刃がそれぞれダイオード
４２および４４のカソードリード線と並列で接続されて
いる。後述するように、線形化インダクタ４８　、？、
−よび刃は実際に変圧器１６における漏れインダクタン
スと云われるものを与えるので、出力トランジスタ加お
よび３２のコレクタ電流は変圧器結合出力段１４の負荷
又は出力電流レベルにも拘らず一般にランプ形の波形と
なる。

動作すると、抵抗４０．トランジスタ３４およびダイオ
ード３６および３８の組合せは変圧器１６の鉄心が飽和
しないように機能する。もし飽和状態に入ることが許さ
れると、変圧器１６は出力トランジスタ３０および３２
に対する誘導負荷としてよりは抵抗負荷として機能し、
その結果望ましくないエネルギー損失を生じる。またも
とに戻って第３図ｄおよび第３図ｅｆ参照すると、鉄心
飽和が始まると結果として波形スパイクの始めに矢印に
よって示されている出力トランジスタ３０および３２の
コレクタ電流（Ｉｃ　）の急激な増大が生じる。この急
速な増大は抵抗４０によって出力トランジスタ３０およ
び３２の両方のエミッタ電流として感知される。導通し
ているトランジスタのエミッタ電流は、変圧器が飽和す
る直前に所定の固定電流レベルにおいてトランジスタ３
４ヲオンにするのに十分なはビ°抵抗４０の電圧を下げ
るように抵抗４０の値（２，２〜８．２オーム）が選択
されている。従って、トランジスタ別は、トランジスタ
３０および３２における感知したエミッタ電流に応答し
てこの電流とトランジスタあのベース−エミッタターン
オン電圧ｔＪえるのに抵抗４０において必要とされる基
準電流レベルとを比較する実効電流比較器として機能す
る。そのカソードをトランジスタあのコレクタに接続さ
せ、そのアノードを出力トランジスタ３０および３２の
ベースにそれぞれ接続させているダイオード３６および
羽は、動作サイクルの期間中に出力トランジスタ加およ
び３２のうちの適当な１つのトランジスタのベースをプ
ルダウン（ｐｕｌｌ　ｄｏｗｎ）するように機能する。

その期間中、正でおるどちらかのトランジスタのベース
は、変圧器１６の一次巻線２０を導通しておシ、従って
電流スパイクを発生させつつある。従って、適当な時間
にトランジスタ３４のコレクタを接地し、ダイオード３
６およびあのカソードを回路接地に戻すことによって、
対応するアノードは、出力トランジスタ３０および３２
の適当なベースをプルダウンするであろう。

また第５図に特に注目すると、線形化するインダクタ４
８および印は、変圧器１６に追加の漏れインダクタンス
を加え、それにより基準電流レベルに達する１で（第３
図ｄの一般に方形の波形と異なル）たとえ全負荷におい
てもトランジスタ３０および３２の各々の導通時間中を
通じて（第３図ｅの波形の始めの部分のような）一般に
一定な傾斜（線形）が増大するランプ形波形を、出力ト
ランジスタ３０および３２のコレクタ電流（Ｉｃ　）が
維持するよりにさせる。インダクタ４８および男によ多
負荷に関係なくこの電流ランプ波形を維持することによ
って、また抵抗４０の値によって適当な点（飽和開始前
の所定の電流レベル）において毎回一定傾斜電流ラング
を終了させることによって、ランプの高さおよび持続時
間が決定され、従って出力電圧ＥＯＵＴは制御可能とな
る。これは、電流ランプが長ければ長いほど（発振周波
数が低ければ低いほど）高いＶｐ電圧が得られ、よシ高
いＥＯＵＴを与えるので、ＥＯＵＴは一次巻線発振周波
数の関数として逆に変化するからである。従って、線形
化するインダクタ４８および５０はＤＣ−ＤＣコンバー
タエ０の発振周波数を制御し変圧器飽和特性への回路の
依存性を弱めるのに用いられる。という訳は、飽和前に
基準電流レベルに達し、線形化インダクタは基準電流レ
ベルに達するまで一次巻線電流のはｙ−足した線形漸増
をもたらすからである。負荷と無関係なそのような線形
ランプ電流の漸増を与えることは望ましいことである。

という訳は、それによυ基準電流レベルにおけるスイッ
チング全正確に実施することがより容易になシ、そのよ
うなスイッチングは変圧器飽和特性又は負荷の大きさに
関係なく所定のＥＯＵＴを与えるからである。Ｉｃに対
するそのような固定した負荷に関係のないランプがない
と、飽和期間中の突然の電流増加の間にスイッチングが
発生しなければならず、又は飽和前の電流レベルでスイ
ッチングが起きなければならず、この結果ＥＯＵＴは負
荷に依存するようになる。という訳は、発振周波数が出
力負荷の大きさとともに大幅に変化するからである。

ＥＯＵＴ　（又はＶｐ又は−次巻線電流）と一定の基準
電圧又は電流レベルとの比較の結果としてトランジスタ
あの導通時間を変化させるいか々る方法もＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１０の発振周波数を変えることによって調整さ
れたＥｏυＴ’を発生させることができる点に注目すべ
きである。勿−この調整されたＥｏｔｒ’ｒは、トラン
ジスタ３０および３２のエミッタ電流を監視する本発明
によシ与えられる飽和の開始時に負荷に無関係な一定の
傾斜の一次電流およびスイッチングによってえられる可
能性のある最大ＥＯＵＴより低いのが代表的な場合であ
る。この点は、固定周波数で動作し、プッシュプル励振
システムにおける両出力テバイスがオフになっている時
間の量を制御する調整されたインバータと異なる。

好ましい実施例では線形化するインダクタ４８および刃
は約１００μＨの値を有し、もし所望するならば共通鉄
心に巻くことができる。線形化インダクタ４８および５
０’５図示するような個別部品としてではなく変圧器１
６の一部として具えることが可能であるという点にも注
目すべきである。　ＥＯＵＴど一定の基準電圧との間の
比較を与え、発振周波数を変えて調整されたＥＯＵＴを
発生させる１つの方法は、１人力をＥ。ＵＴに関連させ
、その出力を関連したオプトカプラ（分離のための非直
流接続）を介してトランジスタあに結合させた比較器に
よるものであるという点にも注目すべきである。上述し
た主要な実施例においては変圧器１６はＴＤＫ　Ｈ７Ｃ
ＩＥＥ３０のようなフェライト心を用いてもよく、ダイ
オード３６および関は小信号シリコンダイオードでもよ
く、一方ダイオード４２および４４はＭＲ８５２を用い
てもよい。出力ｌ・ランシスタ３０および３２およびト
ランジスタあは従来のバイポーラＮＰＮトランジスタで
ある。

従って上記に述べたのは、容易に且つ経済的に実施され
プッシュプルドライバ段におけるトランジスタ特性間の
不一致を見越したＤＣ−ＤＣコンバータを含む改良され
た自励発振インバータおよびその制御方法である。本発
明は咬たプッシュプルドライバ段におけるトランジスタ
間の同時導通の問題を除去する一方で、発振ザイクルの
タイミングに対する変圧器鉄心飽和への依存性をさける
ことによって６電流ホツギング″を減少させる。本発明
によるＤＣ−ＤＣコンバータ全含む改良された自励発信
インバータおよびその制御方法は、変圧器パラメータと
は関係々しに発振周波数および出力電圧を制御する。

特殊な装置とともに本発明の原理を上述したが、この説
明は１例として述べたにすぎないのであって本発明の範
囲を限定するものとして述べたのではないことをはつき
シと理解すべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の原理を理解するのに役立つ先行技術
の過励振、エミッタ接地接続のプッシュプル型変圧器結
果トランジスタＤＣ−ＡＣインバータを示す。 第２図は、第１図の先行技術インバータの磁束密度（β
）対磁束（Ｈ）曲線である。 第３図ａ−第３図ｅは、第１図の先行技術インバータの
動作を示す典型的な電圧および電流波形を示す。 第４図は、本発明による改良されたＤＣ−ＤＣコンバー
タ全示す。 第５図は、プッシュプル接続トランジスタのコレクタ電
流を全負荷状態の下でランプ形波形を維持できるように
する第４図に示した一次巻線回路とともに用いる別の二
次巻線回路を示す。 第４図において、 １０は自励発振１変圧器コンバータ、１２はプッシュプ
ル入力段、１４は出力段（変圧器結合）、１６は変圧器
、１８は帰還巻線、２０は一次巻線、２２は二次巻線、
３０，３２．３４はトランジスタ、３６．３８はダイオ
ード、４２　、４４はダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　第１および第２スイッチング手段の同一の第１電
   極に接続した変圧器の一次巻線を流れる電流を交互にス
   イッチする第１および第２手段と、前記第１および第２
   スイッチング手段の共通接続第２電極に接続し、そこを
   流れる前記電流のレベルを検知する手段と、 前記第１および第２スイッチング手段のそれぞれの第３
   電極に結合し、前記の感知した電流レベルと基準レベル
   とを比較し、前記電流レベルが前記基準レベルにハソ等
   しくなる度毎に前記第１および第２スイッチング手段を
   交互に非活動化および活動化させる手段とを具える １変圧器ＤＣ−ＡＣインバータ用制御回路。 ２　第１および第２スイッチ手段はトランジスタから構
   成され、第１．第２および第３電極はそれぞれコレクタ
   、エミッタおよびベース電極である特許請求の範囲第１
   項の制御回路。 ３、変圧器の二次巻線に結合され、基準レベルに達する
   までそれぞれ前記第１および第２スイッチ手段を介する
   電流にその導通時間中一般に線形のランプ形増大波形を
   与える誘導負荷手段を具える特許請求の範囲第１項の制
   御回路。 ４、　前記変圧器の帰還巻線を前記第１および第２スイ
   ッチング手段に結合して自励発振変圧器回路を形成する
   手段を具える特許請求の範囲第１項の制御回路。 ５、　検知手段は、サンプリング抵抗を含む特許請求の
   範囲第１項の制御回路。 ６、　比較手段は、１つのトランジスタと複数のダイオ
   ードを含む特許請求の範囲第１項の制御回路。 ７、　そのそれぞれの第１電極においてそこに接続して
   いる第１および第２スイッチング手段によって変圧器−
   次巻線を通る電流を交互にスイッチするステップと、 共通接続第２電極に接続している手、段によって前記第
   １および第２スイッチング手段を通る電流のレベルを検
   知するステップと、 前記第１および第２スイッチング手段のそれぞれの第３
   電極に結合した手段によって前記の検知した電流レベル
   と基準レベルとを比較するステップと、 前記電流レベルが前記基準レベルとはソ等しくなる度毎
   に前記第１および第２スイッチング手段を交互に非活動
   化および能動化するステップとを含む、 ＤＣ−ＡＣインバータを制御する方法。 ８、　交互にスイッチするステップは、プッシュプル接
   続トランジスタによって実行される特許請求の範囲第７
   項記載の方法。 ９、　感知するステップはサンプリング抵抗によって行
   われる特許請求の範囲第７項の方法。 ｌＯ８比較するステップはトランジスタによって行われ
   る特許請求の範囲第７項の方法。 １１、−次および二次巻線および帰還巻線を有する変圧
   器と、 前記帰還巻線に結合され、前記帰還巻線からの信号に応
   答して前記第１および第２スイッチ手段の同一の第１電
   極に接続される前記変圧器の一次巻線を通る電流を交互
   にスイッチすることによって発振器を提供する第１およ
   び第２手段と、前記第１および第２スイッチ手段の共通
   接続第２電極に接続し、そこを通る前記電流のレベルを
   検知する手段と、 前記第１および第２スイッチング手段のそれぞれの第３
   電極に結合され、前記の検知した電流レベルと所定の基
   準レベルとを比較し、前記電流レベルが前記基準１ノベ
   ルにはソ等しくなる度毎に前記第１および第２スイッチ
   ング手段を交互に非活動化および能動化する手段と、 前記変圧器の二次巻線に接続し、前記−次巻線の電流に
   よってそこに誘導される可変極性電圧信号を一定の極性
   電圧に変換する手段と、前記変換手段に結合し、前記変
   圧器を誘導負荷し、前記基準レベルに達する甘でその導
   通時間全体にわたって一般にランプ形の増大波形を前記
   第１および第２スイッチング手段を通る電流に与える手
   段とを含む １変圧器ＤＣ−ＤＣコンバータ。 】２．第１および第２スイッチング手段および比較手段
   は、トランジスタ金含む特許請求の範囲第１１項のコン
   バータ。 １３、　　感知手段はサンプリング抵抗を含む特許請求
   の範囲第１１項のコンバータ。 １４、変換手段は１対の直列接続ダイオードを含む特許
   請求の範囲第１１項のコンバータ。 １５、誘導負荷手段は、１対の直列接続インダクタから
   構成される特許請求の範囲第１１項記載のコンバータ。 １６、そのそれぞれの第１電極においてそこに接続され
   、その第３電極を変圧器帰還巻線に結合させて自励発振
   変圧器回路を形成する第１および第２スイッチング手段
   によって一次変圧器巻線を通る電流を交互にスイッチす
   るステップと、共通接続第２電極に接続した手段によっ
   て前記第１および第２スイッチング手段を通る電流レベ
   ルを検知するステップと、 前記第１および第２スイッチング手段のそれぞれの第３
   電極に結合した手段によって前記の検知した電流レベル
   と所定の基準レベルとを比較するステップと、 前記電流レベルが前記基準レベルにはソ等しくなる度毎
   に前記第１および第２スイッチング手段を交互に非活動
   化および能動化するステップと、前記−次巻線の電流に
   よって前記変圧器の二次巻線に誘起される可変極性電圧
   信号を一定の極性電圧に変換するステップと、 前記変圧器を誘導負荷し、前記基準レベル（達するまで
   導通時間全体を通じて一般に線形ラング形増大波形を、
   前記’Ａ　Ｉおよび第２スイッチング手段を通る前記電
   流に与えるステップと、金言む工変圧器ＤＣ−ＤＣコン
   バータ制御方法。 １７、　　交互にスイッチし比較するステップは、トラ
   ンジスタによって行われる特許請求の範囲第１６項の方
   法。 １８、検知するステップは、サンプリング抵抗によって
   行われる特許請求の範囲第１６項の方法。 １９、変換するステップは、１対の直列接続ダイオード
   によって行われる特許請求の範囲第１６項の方法。 ２０、誘導負荷のステップｔよ、１対の直列接続インダ
   クタによって行われる特許請求の範囲第１６項の方法。