JPS59215179A - フイ−ドバツククランプ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、映像信号の直流分再生を行なう場合に用いる
クランプ回路に関するものであり、特に集積回路を用い
たクランプ回路において有効なりランプ回路を提供する
ものである。

従来例の構成とその問題点 第１図に従来のクランプ回路のブロック図を示す。図に
おいて、１は映像信号発生源、２は結合容量、３は反転
映像増幅器、４はスイッチ、５は電流源、７はレベル比
較器、８は基準電圧源である。

映像信号発生源１よシ供給される正極性映像信号は、容
量２を通して、反転映像増幅器３に入力される。この出
力信号は、端子１０に負極性映像信号として、次段に接
続されると共に、レベル比較器７の一方の入力端に入力
される。このレベル比較器７の他方の入力端子には、電
圧源８よシ基準電位が印加されており、前述の映像出力
信号との差電圧によって、スイッチ４の開閉制御を行な
う。映像出力信号が基準電位より高電位の場合、スイッ
チ４を閉じることで、電流源５より容量２へ電荷を供給
し、反転映像増幅器３０人力電位を上昇させる。逆に、
映像出力信号が基準電位よシ低電位の場合、スイッチ４
を開放し、容量２に蓄えられた電荷は、映像増幅器３０
入カインピーダンスによって電荷を放電し、映像増幅器
３の入力電位を低下させる。

すなわち、端子１ｏに現れる負極性映像信号の最高電位
（すなわち同期先端）が、基準電位と同電位となるよう
クランプ動作を行なうのである。

以下、この従来例の具体的な構成および動作を第２図に
おいて説明する。図において、映像信号発生源１より、
容量２を介してトランジスタ１５０ベースへ正極性映像
信号が入力される。トランジスタ１５と１６および抵抗
２６と２７はインピーダンス変換器を構成しておシ、映
像信号はトランジスタ１６のエミッタより抵抗２８を通
し、増幅用トランジスタ１７のベースへ入力され、はぼ
、抵抗３０と抵抗２９の比の利得で反転増幅され、トラ
ンジスタ１７のコレクタへ現れる。この負極性映像信号
はインピーダンス変換器のトランジスタ１８のエミッタ
よりトランジスタ１９０ベースへ入力すれる。トランジ
スタ１９と２０はレベル比較器を構成しており、トラン
ジスタ２ｏのベースには、基準電圧源８が接続されてい
る。トランジスタ２１．２２はスイッチ回路を（Ｉｌｊ
　成しＩ・ランラスタ１９０ベース電位が、電圧源８よ
り高電位の場合にはトランジスタ１９のコレクタ電位（
スなわちトランジスタ２１のベース電位）が、トランジ
スタ２０のコレクタ電位（すなワチトランジスタ２２の
ベース電位）より、低電位となり、トランジスタ２１が
導通し、トランジスタ２２が遮断スル。この時、定電流
源４１よりトランジスタ２３と２４で構成されるカレン
トミラー回路を通し、はぼ抵抗３７と抵抗３８の比に分
割された電流が容量２に対して供給される。この電流は
容量２を充電すると共に、トランジスタ１５のベース電
位を上昇させる。この上昇分は、トランジスタ１７で反
転され、トランジスタ１９のベース電位を低下させる。

トランジスタ１９０ベース電位が電圧源８の電位よシ低
電位の場合には、トランジスタ２１が遮断、トランジス
タ２２が導通し、電流源４１からノミ流は、カレントミ
ラー回路を通過後、グランドへ流出し、帰還路は形成さ
れ々い。この場合、容量２に充電された電荷は、トラン
ジスタ１６のベース電流として放電し、トランジスタ１
５のベース電位を低下させる。この低下分は、トランジ
スタ１７のコレクタで反転さし、従って１−ランジヌタ
１９のベース電位を上昇させるのである。

本回路例では上記動作によって、トランジスタ１８のエ
ミッタに現れる負極性映像−信号の最高電位点、すなわ
ち、同期先端を基準電圧源８の電位にクランプするので
ある。

さて、ここにおいて、クランプが成立する条件は、充電
時に供給可能な最大電荷′１ｆｃｈが放電電荷ｉｄ０よ
りも大きいこと（Ｖ　ｃ　ｈ／ｌｉ、、、。〉１）であ
るが実際には映像信号の平均輝度レベルの変動に対する
応答特性や、同期信号に混入するノイズや高周波成分の
影響に対するクランプゐ安定性を考慮するとｉ。ｈとｔ
ｄｃＯ比は１以上のある限られた値の範囲になければな
らない。この値は例えば６ｏ±瞥ａｈ ３０程度の狭い値である。もしも　　／？ｄ０が小さす
ぎる場合には、平均輝度レベルの急檄な変化には良く追
従するが、ノイズによって、クランプされる電位が変化
しやすく、又、サグも発生しやｔｃｈ すく々る。一方　　／′＃ｄｏが大きすぎる場合は上記
と逆の特性となる。

’）ａｈ そこで、従来例の充放電電荷比　　／　ｒ＃ｄｃを求め
てみる。充放電による電圧の変化が小さく、充放電の電
荷は時間に直線的に比例すると考えられるので ）ａｈ　　　　’ｃｈ　’　ｔｃｈ が得られる。ここで、’ａｈは最大充電電流、ｔｏｈは
充電時間で、同期信号の幅に比例する。ｉｄｃは放電電
流、ｔｄｏは放電時間である。

ここで’ａｈは、電流源の電流値で決まる一定の値であ
る。またｔｃｈ／ｌｄ０はほぼ同期信号の幅とげＲ半走
査時間の比で決まり、一定の値となる。

一方１ｄａ　　ｕ　ｌ・ランジスタ１５のベース電流で
決まり、トランジスタ１５の直流電流増幅率をｈＦＥト
ランジスタ１５のエミッタの電位ヲｖＥ１５　、抵抗２
６の抵抗値をＲ２６とし、トランジスタ１６のベースよ
す見たトランジスタ１６の入力インピーダンスをＲ２６
より充分大きく設定した場合となる。従って０）式は（
２）式より 寥ｄａ　　　　ｖＥｌｉｄｃ となる。

ここで、ｈＦＥ及びＲ２６のバラツキを考える。

一般に集積回路においては、トランジスタや抵抗の相対
的な精度は良く保たれるが、個々のチップ間の絶対値の
バラツキは非常に大きいことが知られている。例えば、
ｈＦＩＣは１００を中心に５０から２６０程度バラツキ
、抵抗は設計値に対して±３０％３０％パラツクある。

このようにバラライタ場合上記の充放電電荷比は（３）
式よシ設計中心値に対して３０％から２８６％程度まで
バラツク。

この場合の最小値と最大値の比は約１０倍にも達つし、
他の部品のバラツキも考慮するとこの比はさらに大きく
なシ、従って精度の高いクランプ回路は実現困難となる
。

発明の目的 本発明は、上記欠点を除去するものであり、しかも、同
期区間（あるいはベデヌタル区間）において、映像信号
源インピーダンスに比し、充分高い入力インピーダンス
を設定することで、同期信号波形の歪を軽減するもので
ある。

発明の構成 本発明のフィードバッククランプ回路は、可変電圧源よ
り、高抵抗を通して帰還させる構成であシ、映像区間に
おいては、可変電圧源を開放することで放電時定数を充
電時定数に比し、高く設定し、しかも抵抗精度、トラン
ジスタの直流増幅率のバラツキに対して安定なりランプ
回路を実現するものである。

実施例の説明 第３図に本発明のクランプ回路のプロ、り図を示す。図
において、６はスイッチを内蔵した可変電圧源、１１と
１２は抵抗である。映像信号発生源１より結合容量２を
通して、反転映像増幅器３に人力された中極性映像信号
は、端子１ｏにおいて負極性映像信号となシ次段に接続
されると共に、レベル比較器７に入力される。レベル比
較器７の他方の入力端子には、基準電圧源８より基準電
位が印加されている。このレベル比較器７の出力で可変
電圧源６を制御する。仮に端子１０の電位が基準電位よ
シ高電位の場合には、その差電圧に比例する電位を可変
電圧源６に発生させると共に、可変電圧源内のスイッチ
を導通させ、抵抗１１を介して容量２を充電する（この
時、抵抗１２は可変電圧源６の負荷抵抗となっている）
。この充電分は、映像増幅器３で反転され、端子１ｏの
電位を低下させる。

逆に、端子１ｏの電位が基準電位に比し、低電位の場合
、可変電圧源内のスイッチを開放することで、容量２の
蓄積電荷は、抵抗１１と１２を通して放電される（ただ
し、映像増幅器３０入カインピーダンスは、抵抗１１と
１２の和に比し、充分大きく設定しであるものとする。

）。この放電分は、映像増幅器で反転され、端子１０の
電位を上昇させる。すなわち、端子１０に現れる負極性
映像信号の最高電位（同期先端）が、基準電位と等しく
なるよう、クランプ動作を行なうのである。

第４図に、本発明の実施例を示し、原子、これに基づき
詳細な説明を行なう。

映像信号発生源１よシ、結合容量２を介して１■−’、
　）Ｙｉ４性映像映像信号トランジスタ１６０ベースへ
入力される。トランジスタ１６と抵抗２７はインピーダ
ンス変換器であシ、映像信号は抵抗２８を通して、増幅
用１−ランジスタ１７のベースへ入力され、はぼ、抵抗
３ｏと抵抗２９の比で決定される利得で反転増幅され、
トランジスタ１７のコレクタへ現れる。この負極性映像
信号は、インピーダンス変換器であるトランジスタ１８
のエミッタよりトランジスタ１９のベースへ入力サレる
。

トランジスタ１９と２０はレベル比較器でアシ、トラン
ジスタ２０のベースには、基準電圧源８が接続されてい
る。また、定電流源４１よりトランジスタ２３と２４で
（構成されるカレントミラー回路を通し、はぼ抵抗３７
と抵抗３８の比で分割された電流が、トランジスタ２゛
３のコレクタよりトランジスタ２１および２２に流出し
ている。

仮に、トランジスタ１９のベース電位とトランジスタ２
０のベース電位に差がある場合には、両方のコレクタ電
位に差を生じる。トランジスタ２１と２２は電流分配器
を構成しており、前述の差電圧が電流分配器の入力ダイ
ナミックレンジよシ小さい場合には、その差電圧に比例
した電流配分ヲ行ない、トランジスタ２１のコレクタか
らはトランジスタ４２のベーヌヘ、トランジスタ２２の
コレクタからは、グランドへ電流を流す。前述の差電圧
が電流分配器の入力ダイナミックレンジより大きい場合
には、トランジ・スタ２１または、２２の一方を遮断し
、他方へトランジスタ２３より電流を供給する。仮にト
ランジスタ１９０ベース電位が、トランジスタ２０のベ
ース電位よりわずかに高い場合には、トランジスタ４２
を導通させ、そのエミフタにベース電流値を１ｂ４２．
直流増幅率をｈｙＨ、１２の抵抗値をＲ１２とすると、
（１＋ｈＦＥ）ｉｂ４２・Ｒ１２の電圧を発生し、抵抗
１１を介して容量２へ電荷を供給し、トランジスタ１６
のベース電圧を」二外させる。この上昇分は、トランジ
スタ１７のコレクタで反転され、トランジスタ１９のベ
ース電位を低下させる。

逆に、トランジスタ１６０ベース端子がトランジスタ２
０のベース電位より低い場合には、トランジスタ２１は
遮断もしくは微少電流しか流れずトランジスタ４２は、
はぼ遮断状態となる。この時、容量２の蓄積電荷は抵抗
１１．１２を油しグランドへ流出し、トランジスタ１６
のベース電位を低下させる。この低下分はトランジスタ
１７のコレクタで反転され、トランジスタ１９のベース
電位を上昇させる。このようにして、端子１０に現れる
負極性映像信号の最高電位（すなわち、同期先端）を基
準電圧源８の電位と等しくする　シンクチヮプクランプ
動作を行なうのである。

さて、Ｉ・ソンンスク４２の出力インピーダンスを、抵
抗１２に比し充分低く設定し、且つ、電源電圧を抵抗１
２で除算した値に対し、トランジスタ４２の最大ベース
電流と直流増幅率の蹟を充分大きく設定することで、ト
ランジスタ４２はスイッチを内蔵した可変電圧源とみな
すことができる。

さて、トランジスタ４２周辺の等価回路を第５図に示し
、これを基にクランプ条件を以下算出する。図において
、５３はトランジスタ２１よりトランジスタ４２のベー
スへ電流を供給する電流源、５４はトランジスタ４２０
ベース端子、５６はトランジスタ４２の内部等価電流源
、５０は映像信号源インピーダンス、６２はトランジス
タ１６のベースよりみたトランジスタ１６の入力インピ
ーダンス、５５はトランジスタ１６０ベース端子である
。充電時には、トランジスタ４２のエミッタより抵抗１
１を通して容量２に電荷を供給する。

この時、映像信号源インピーダンス６ｏに対して抵抗１
１の値を十分大きくすればクランプ回路が動作した時の
波形歪は無視できる。放電時には電流源６３は遮断し、
従ってトランジスタ４２も遮断し、この時容量２の電荷
は、抵抗１１．１２に流れる電流及びトランジスタ１６
のベース’ｔ　流で放電する。この時のトランジスタ１
６のベース電流は、抵抗２７の値を大きく取ることで、
抵抗１１及び１２を通して流れる電流に比べて無視でき
る程度に小さく出来る。そこで、第５図における充放電
電荷の比”　ｈ”ｋｃ２を取ると となる。ここで、■、はトランジスタ４２のエミッタ電
位、ｖ２は端子５６の電位、ｔｏｈは充電時間、τ２　
は充電時定数、ｔｄｃは放電時間、τ１は放電時定数で
あり、容量２の容量値を０２、抵抗１１の抵抗値をＲ１
１、抵抗１２の抵抗値をＲ１２とするとτ２−Ｃ２Ｒ１
４，τ１−Ｃ２（Ｒ４１＋Ｒ１２）である。ところで、
充放電時における容量２０両端における電圧変化は微少
であり、τ４．τ２はｔｃｈ　ｒ　ｔｄｃに対して十分
大きいので（４）式は ）ｄＣ２Ｒ１１・ｖ２・　ｔｃＩｃ となる。ここでｖｌ　　は回路構成で決まり電源電圧に
近いほぼ一定の鎖、ｖ２　は回路構成で決まる一ｃｈ 定の値であり、　　／　ｔｄｃ　も前述のように一定で
粂る。従って（５）式は、 と書き変られる。ここで人は一定の定数である。

従って、Ａ及びＲ４１，Ｒ１２を適当に選ぶことで任意
の充放電電荷の比を得ることが出来る。

（６）式よシ明らかなように、充放電電荷の比は（３）
式とは異な、シ、ｈＦＥＯ項が入っておらず従ってｈＦ
Ｅのバラツキの影響を受けない。さらに、抵抗の項は分
母と分子に一次式で入っており、従ってＲ１１とＲ１２
の相対的な精度が保たれておれば、例え絶対値がバラツ
キても充放電電荷の比は一定に保たれる、このことは、
特に集積回路のような回路においては極めて都合が良く
、素子のバラツキに影響されずに、一定の充放電電荷比
を得ることが可能である。

発明の効果 以」二述べたように本発明によれば、クランプ回路の充
放電電荷の比を任意に設計可能であり、その時、充放電
電荷の比は回路素子のバラツキの影響を受けず一定の値
となり、従って安定なりランプ回路を実現出来る。

ところで、第３図ではシンクチップクランプ回路のブロ
ック図を示したが、第６図の如く若干の変更により、ペ
デスタルクランプ回路とすることがｉｊＪ能である。図
において、９はペデスタル区間抜き取シ回路であり、１
３はヌイソチである。

ペデスタル区間のみ１３を導通させることで、端子１ｏ
にペデスタルレベルが基準電圧源８と同電位の負極性映
像信号が取り出せるのである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のフィードバッククランプ回路のブロック
図、第２図は同クランプ回路の具体的な電気回路図、第
３図は本発明によるフィードバッククランプ回路の一実
施例のブロック図、第４図は同実施ｆｌｌの具体的な電
気回路図、第５図は本発明の回路例の等価回路図、第６
図は本発明を用いたペデスタルクランプ回路のブロック
図である。 １・・・・・・映倣信号発生流、２・・・・・・結合容
量、３・・・・・・反転映像増幅器、６・・・・・・可
変電圧源、７・・・・・・レベル比較器、８・・・・・
・基準電圧源、１Ｑ・・・・・・出力端子、１１．１２
・・・・・・抵抗。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 第２図 第３図 第４図 第５図 鰻ｌ 第　６　図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力映像信号の同期区間、あるいはペデスタル区
   間において、その区間の電位と基準電位との差電圧に比
   例した電圧を発生させる可変電圧源と、その可変電圧源
   とグランド間に接続された第一の抵抗と、前記可変電圧
   源と入力結合容量との間に接続された第二の抵抗とを有
   し、前記第一の抵抗の抵抗値と第二の抵抗の抵抗値の和
   と前記入力結合容量の容量値の積で決定される放電時定
   数と前記第二の抵抗の抵抗値と前記容量値の積で決定さ
   れる充電時定数を有することを特徴とするフィードバッ
   ククランプ回路。
2. （２）可変電圧源を可変電流源とエミッタホロアで構成
   し、映像区間において、前記エミッタホロアのベース・
   エミッタ間に逆バイアス電圧全印加することで可変電圧
   源を遮断することを特徴とする特許請求の範囲第１項記
   載のフィードバッククランプ回路。