JPS5917889A - 誘導電動機制御装置 - Google Patents
誘導電動機制御装置Info
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- JPS5917889A JPS5917889A JP57126310A JP12631082A JPS5917889A JP S5917889 A JPS5917889 A JP S5917889A JP 57126310 A JP57126310 A JP 57126310A JP 12631082 A JP12631082 A JP 12631082A JP S5917889 A JPS5917889 A JP S5917889A
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- induction motor
- speed
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はベクトル誘導電動機の速度制御装置の改良に関
するものである。
するものである。
一般に、分巻直流機のトルク発生機構は、主磁束に対し
當に電機子電流が直交するように整流子で電流の切換え
動作を行なっている。従って発生トルクは電機子電流と
主磁束とを掛けた値に比例し、主磁束が一定であれば電
機子電流に対し線形特性が得られる。この基本的な関係
を誘導電動機に通用するならば、主磁束ば回転子ヘクト
ルに、電機子電流は回転子（２次）電流ヘクトルに対応
さ・Ｕることができ、そのヘクトルの相対関係が直流機
と等価になるように制御すればよい。このような制御方
式をヘタ１−ル制御方式という。
當に電機子電流が直交するように整流子で電流の切換え
動作を行なっている。従って発生トルクは電機子電流と
主磁束とを掛けた値に比例し、主磁束が一定であれば電
機子電流に対し線形特性が得られる。この基本的な関係
を誘導電動機に通用するならば、主磁束ば回転子ヘクト
ルに、電機子電流は回転子（２次）電流ヘクトルに対応
さ・Ｕることができ、そのヘクトルの相対関係が直流機
と等価になるように制御すればよい。このような制御方
式をヘタ１−ル制御方式という。
第１図におりる］−ルクマイナーループ（３０）及びト
ルクセンサ（４ｆｊ）を有しないものが従来の制御装置
であり、まずその装置の動作について説明する。図にお
いて、誘導電動機（４４）の回転速度を速度検出器（４
５）により検出し、回転速度Ｎｉｂを速度指令信号Ｎｓ
と比較し、その偏差信号を速度アンプ（３１）の入力と
して］・ルク指令τ５を電流アンプ（３２）に与え、電
流指令λ２に変換する。
ルクセンサ（４ｆｊ）を有しないものが従来の制御装置
であり、まずその装置の動作について説明する。図にお
いて、誘導電動機（４４）の回転速度を速度検出器（４
５）により検出し、回転速度Ｎｉｂを速度指令信号Ｎｓ
と比較し、その偏差信号を速度アンプ（３１）の入力と
して］・ルク指令τ５を電流アンプ（３２）に与え、電
流指令λ２に変換する。
電流アンプ（３２）にはトルクリミックによる１−ルク
ー電流変換特性を持たせている。
ー電流変換特性を持たせている。
次に、２次電流指令λ２を入力とするすべり設定器（３
４）により、２／！Ｒ，電流指令＾２に比例したすべり
角周波数ωＳを算出する。
４）により、２／！Ｒ，電流指令＾２に比例したすべり
角周波数ωＳを算出する。
Ｏｔ −に０ ・＾２ ・・・・・・・・・（１）ただ
し、■く。−ｒ２／（７！ｒｒｖ＋ρ２）ｒ２−２次抵
抗。
し、■く。−ｒ２／（７！ｒｒｖ＋ρ２）ｒ２−２次抵
抗。
Ａ１−１相あたりの励磁インダクタンスｐ２−２次漏洩
インダクタンス 速度検出信号から誘導電動機の極数を考慮して誘導電動
機の現時点の角周波数ω□を算出する。
インダクタンス 速度検出信号から誘導電動機の極数を考慮して誘導電動
機の現時点の角周波数ω□を算出する。
０ｗ”２πＸＰ−Ｎ／１２０ （ｒａｄ／５ｅｃ）・
・ ・ ・ ・ ・ （２） ここで、Ｐ：極数 Ｎ二回転数（ｒｐｍ＞これと前記
（１）式により算出したすべり角周波数ωりを算術的に
加え、インハークの動作角周波数をωとして定める。
・ ・ ・ ・ ・ （２） ここで、Ｐ：極数 Ｎ二回転数（ｒｐｍ＞これと前記
（１）式により算出したすべり角周波数ωりを算術的に
加え、インハークの動作角周波数をωとして定める。
即ちωは誘導電動機（４４）へ供給する１次電流角周波
数となり、主磁束回転角速度を与える。
数となり、主磁束回転角速度を与える。
誘導電動機の角周波数ω。と、すべり角周波数ω９とか
ら最適な駆動角周波数ω（−ω。→ω５ ）を持つ２相
正弦波を発生する励磁周波数設定器（３５）において、
それぞれ９０°位相の異なる正弦波を発生する。
ら最適な駆動角周波数ω（−ω。→ω５ ）を持つ２相
正弦波を発生する励磁周波数設定器（３５）において、
それぞれ９０°位相の異なる正弦波を発生する。
この互いに９０°位相のずれた２相正弦波信号を誘導電
動機の各相巻線の固定子励磁電流成分（無効分）に対応
さ−Ｕる。
動機の各相巻線の固定子励磁電流成分（無効分）に対応
さ−Ｕる。
固定子上に直交するα−β軸をとり、励磁電流指令を＾
１とすると、掛算器（３Ｂ） 、 （３９）にて（３
）式の２相正弦波と乗算することにより励磁電流成分は
それぞれ次式として得られる。
１とすると、掛算器（３Ｂ） 、 （３９）にて（３
）式の２相正弦波と乗算することにより励磁電流成分は
それぞれ次式として得られる。
定トルク制御では、励磁電流成分尤。は一定値であるが
、ある回転数以上で界磁弱め制御による定出力特性を必
要とする場合なとは、この励磁電流を速度に合わ−Ｕて
弱めればよい。
、ある回転数以上で界磁弱め制御による定出力特性を必
要とする場合なとは、この励磁電流を速度に合わ−Ｕて
弱めればよい。
この励磁電流成分とそれぞれ直交する９０°位相の進ん
だ正弦波信号と、絶対値回路（３３）の出力である電流
指令１尤２１とを掛算器（３６） 、 （３７）にて
乗算し、トルク成分（有効分）を得る。このトルク成分
は次式の演算式より求められる。
だ正弦波信号と、絶対値回路（３３）の出力である電流
指令１尤２１とを掛算器（３６） 、 （３７）にて
乗算し、トルク成分（有効分）を得る。このトルク成分
は次式の演算式より求められる。
このトルク成分と前記励磁電流成分とをそれぞれα相、
β相別に加算器（４７）を通して合成し、２相固定子電
流を得る。
β相別に加算器（４７）を通して合成し、２相固定子電
流を得る。
（４）式、（５）式をヘクトル図で表現すると第２図の
ようになる。
ようになる。
１次電流指令を２相に分解したα軸−β軸電流指令ん、
７．・ を２相−３相変換器（４１）によりλ１Ｃ 各相巻線の１次電流指令先。、んヮ、楡 に変換し、こ
の指令信号によりＰＷＭインバータ（４２）を制御し誘
導電動機（４４）を駆動する。
７．・ を２相−３相変換器（４１）によりλ１Ｃ 各相巻線の１次電流指令先。、んヮ、楡 に変換し、こ
の指令信号によりＰＷＭインバータ（４２）を制御し誘
導電動機（４４）を駆動する。
上記の具体的実現回路として一例を挙げると、このλ１
７．＾１．の値をもとに、固定子巻線上にとられたα、
β軸で、例えばＵ相軸をα軸と平行にとると２φ−３φ
変換は次式の関係となり、各相巻線電流に対応した信号
を得ることができる。
７．＾１．の値をもとに、固定子巻線上にとられたα、
β軸で、例えばＵ相軸をα軸と平行にとると２φ−３φ
変換は次式の関係となり、各相巻線電流に対応した信号
を得ることができる。
従って、この１次電流周波数指令どおりに各相巻線電流
を応答良く制御するため、巻線電流の電流フィードバッ
ク構成とした正弦波ＰＷＭ制御等の手段が用いられる。
を応答良く制御するため、巻線電流の電流フィードバッ
ク構成とした正弦波ＰＷＭ制御等の手段が用いられる。
なお、第１図中（４０）は符号反転回路、（４３）は電
流検出器を示す。
流検出器を示す。
以上かヘクトル制御方式の説明であり、理論的には直流
分巻電動機なみのサーボ特性を得ることができるもので
あるが、現実には、トルク指令に対してオープンループ
であるため、内部演算回路のドリフト 乱によるトルク変動の影響を受け、調整に注意力を要し
たり、特性のドリフトなどの好ましくない現象が生して
いた。
分巻電動機なみのサーボ特性を得ることができるもので
あるが、現実には、トルク指令に対してオープンループ
であるため、内部演算回路のドリフト 乱によるトルク変動の影響を受け、調整に注意力を要し
たり、特性のドリフトなどの好ましくない現象が生して
いた。
本発明は、分巻直流電動機のトルク発生原理を基本とし
て誘導電動機の固定子電流の瞬時値制御によって分巻直
流電動機と等価なｌ−ルク発生方式とする誘導電動機の
ベクトル制御方式において、特に誘導電動機の真のトル
クをトルク検出器により直接検出して、これをトルクフ
ィートハック信号として構成し、従来のトルク指令にり
１Ｊるオープンループ系と比較して回路定数のドリフト
変化、モータ定数の温度変化、インバータ波形による高
調波の影響などによるトルク変動要因を排除することに
より、高性能ｌ・ルク制御を可能とした制御装置を提供
することを目的とするものである。
て誘導電動機の固定子電流の瞬時値制御によって分巻直
流電動機と等価なｌ−ルク発生方式とする誘導電動機の
ベクトル制御方式において、特に誘導電動機の真のトル
クをトルク検出器により直接検出して、これをトルクフ
ィートハック信号として構成し、従来のトルク指令にり
１Ｊるオープンループ系と比較して回路定数のドリフト
変化、モータ定数の温度変化、インバータ波形による高
調波の影響などによるトルク変動要因を排除することに
より、高性能ｌ・ルク制御を可能とした制御装置を提供
することを目的とするものである。
以下、本発明を詳述すれば、本発明では第１図に示す回
路において誘導電動機（４４）に１−ルクセンザ（４６
）を付設し、出力トルクτｉを、前述の速度アンプ（３
Ｉ）の出力であるトルク指令τにと比較し、その偏差を
電流アンプ（３２）に入力するように構成したものであ
る。
路において誘導電動機（４４）に１−ルクセンザ（４６
）を付設し、出力トルクτｉを、前述の速度アンプ（３
Ｉ）の出力であるトルク指令τにと比較し、その偏差を
電流アンプ（３２）に入力するように構成したものであ
る。
第３図及び第４図は誘導電動機（４４）から直接負荷ト
ルクを検出するための実施例の機械的構成及び電気的構
成を示すものである。
ルクを検出するための実施例の機械的構成及び電気的構
成を示すものである。
第３図において、（１１はｌ・ルク検出用コイルハネで
ある。電動機の出力軸（２）はモータケ−ソング（３）
にニードルへアリング＋４１． （４１にて支承されて
おり出力軸（２）の外周にはニードルヘアリング＋５１
． ＋５１によって回転子軸（６）が回転可能に支持さ
れている。
ある。電動機の出力軸（２）はモータケ−ソング（３）
にニードルへアリング＋４１． （４１にて支承されて
おり出力軸（２）の外周にはニードルヘアリング＋５１
． ＋５１によって回転子軸（６）が回転可能に支持さ
れている。
出力軸（２）には前記コイルハネ（１１の固定環（１ａ
）が固定されており、同コイルハネ（１）の可動環（１
ｂ）は上記回転子軸（６）の一端に固定されζいる。
）が固定されており、同コイルハネ（１）の可動環（１
ｂ）は上記回転子軸（６）の一端に固定されζいる。
固定環（１ａ）及び可動環（１ｂ）にはそれぞれ第１及
び第２の検出板（７１，＋８１が取付けられており、そ
の各検出板の周部には、円周を等分した割出角度位置で
突極（７ａ）及び（８ａ）が形成されている。モータケ
ーシング（３）には検出素子取付枠（９）が取イ旧Ｊら
れており、この取付枠（９）には前記第１及び第２の検
出板＋７１． ＋８＋のそれぞれの突極（７ａ）、
（８ａ）に近接する状態で第１及び第２の検出素子ｉ＋
ｏ）、 （ＩＩ）が固定されている。図中、（１２）
は回転子、（１３）は固定子を示す。
び第２の検出板（７１，＋８１が取付けられており、そ
の各検出板の周部には、円周を等分した割出角度位置で
突極（７ａ）及び（８ａ）が形成されている。モータケ
ーシング（３）には検出素子取付枠（９）が取イ旧Ｊら
れており、この取付枠（９）には前記第１及び第２の検
出板＋７１． ＋８＋のそれぞれの突極（７ａ）、
（８ａ）に近接する状態で第１及び第２の検出素子ｉ＋
ｏ）、 （ＩＩ）が固定されている。図中、（１２）
は回転子、（１３）は固定子を示す。
検出素子（１０） 、 （ＩＩ）は突極（７ａ）、
（８ａ）が通過する毎に１１１ＭＩのパルスを発生す
るように構成され、既に知られているように、磁束変化
を検出する方式のもの、電磁誘導型のもの、静電誘導型
のもの、あるいは光電型のものなとを用いることができ
る。
（８ａ）が通過する毎に１１１ＭＩのパルスを発生す
るように構成され、既に知られているように、磁束変化
を検出する方式のもの、電磁誘導型のもの、静電誘導型
のもの、あるいは光電型のものなとを用いることができ
る。
第４図はこのような構成のトルク測定装置の電気回路の
構成を示すものであり、第１の検出板（７）及び第２の
検出板（８）の回転数に応した周波数のパルス又は正弦
波が第１及び第２の検出素子（１０）及び（１１）から
出力され、それぞれ波形整形回路（２＋） 、 （２
２）により矩形波に整形された後、時間差検出回路（２
３）に入力され、２つの検出波形の位相差に応じた出力
を出すように構成される。
構成を示すものであり、第１の検出板（７）及び第２の
検出板（８）の回転数に応した周波数のパルス又は正弦
波が第１及び第２の検出素子（１０）及び（１１）から
出力され、それぞれ波形整形回路（２＋） 、 （２
２）により矩形波に整形された後、時間差検出回路（２
３）に入力され、２つの検出波形の位相差に応じた出力
を出すように構成される。
即ち、負荷トルクが大きくなると、トルク検出用コ・イ
ルハネ（１）の捩れにより駆動側の第１の検出板（７）
よりも負荷側の第２の検出板（８）の回転位相が遅れ、
逆に減速時などは負荷側の慣性モーメントにより第２の
検出板（８）の回転位相の方が進み、その位相時間差に
応じた電気信号がこの時間差検出回路（２３）より、そ
の進み遅れの狩野と共に出力される。そして次の増幅器
（２４）によってその出力が増幅され、その増幅度を所
要の値に選ぶことによりトルク値に換算された出力を得
ることができる。
ルハネ（１）の捩れにより駆動側の第１の検出板（７）
よりも負荷側の第２の検出板（８）の回転位相が遅れ、
逆に減速時などは負荷側の慣性モーメントにより第２の
検出板（８）の回転位相の方が進み、その位相時間差に
応じた電気信号がこの時間差検出回路（２３）より、そ
の進み遅れの狩野と共に出力される。そして次の増幅器
（２４）によってその出力が増幅され、その増幅度を所
要の値に選ぶことによりトルク値に換算された出力を得
ることができる。
上述したように本発明は、−・クトル制御による誘導電
動機の速度制御装置において、誘導電動機に１ルクセン
ナを付設し、速度偏差に比例して指令される１、ルクｔ
ｈ令値とトルクセン号の出力値との偏差に比例した値を
ヘクトル制御系の電流指令値として与えるように構成し
たので、下記のような効果を奏するものである。
動機の速度制御装置において、誘導電動機に１ルクセン
ナを付設し、速度偏差に比例して指令される１、ルクｔ
ｈ令値とトルクセン号の出力値との偏差に比例した値を
ヘクトル制御系の電流指令値として与えるように構成し
たので、下記のような効果を奏するものである。
■］−ルクを旨今に対してマイナーループを有している
ため、内部演算回路のドリフ１−や電動機２次抵抗の温
度変化なとの外乱によるトルク変動が解消され、従来の
、ｌ−ルク指令に対してオープンループであった制御に
比べて安定した速度制御を行うことができる。
ため、内部演算回路のドリフ１−や電動機２次抵抗の温
度変化なとの外乱によるトルク変動が解消され、従来の
、ｌ−ルク指令に対してオープンループであった制御に
比べて安定した速度制御を行うことができる。
■従来の、１−ルクマイナーループを持たない制御ごは
、速度は直線的でなく一般に時間に関する２次曲線的な
誘導電動機特有の鈍い立上りを呈していたが、本発明の
ようにトルクマイナーループを設Ｌ）でそのマイナール
ープゲインを適当に調整することにより直線的な速度の
立上りを得ることができ、直流電動機なみの連窓化を図
ることができる。
、速度は直線的でなく一般に時間に関する２次曲線的な
誘導電動機特有の鈍い立上りを呈していたが、本発明の
ようにトルクマイナーループを設Ｌ）でそのマイナール
ープゲインを適当に調整することにより直線的な速度の
立上りを得ることができ、直流電動機なみの連窓化を図
ることができる。
■一般にヘクトル制御で界磁弱めを行・う場合、励磁の
非線型性のために複雑な演算が必要となる。
非線型性のために複雑な演算が必要となる。
こ机に対して本発明では、トルクの演算が正確に検知で
きるので、速度とトルクの乗算により電動機の出力（−
ωＴ）を演算し、指令との偏差により励磁電流（尤っ）
を制御すれは、函数発生器を必要とせずに界磁弱めシス
テムを実現することができる。
きるので、速度とトルクの乗算により電動機の出力（−
ωＴ）を演算し、指令との偏差により励磁電流（尤っ）
を制御すれは、函数発生器を必要とせずに界磁弱めシス
テムを実現することができる。
第１図は本発明に係る制御装置の実施例を示ずブロック
図、第２図はヘクｌ−ル制御における各電流成分の関係
を示すヘクトル図、第３図は１〜ルク検出器を設けた電
動機の実施例を示す一部切欠断面図、第４図はそのトル
ク検出装置の構成を示すブロック図である。 特許出願人 株式会社 安川電機製作所代理人 手掘
益（ばか２名）
図、第２図はヘクｌ−ル制御における各電流成分の関係
を示すヘクトル図、第３図は１〜ルク検出器を設けた電
動機の実施例を示す一部切欠断面図、第４図はそのトル
ク検出装置の構成を示すブロック図である。 特許出願人 株式会社 安川電機製作所代理人 手掘
益（ばか２名）
Claims (1)
- １、 ベクトル制御による誘導電動機の速度制御装置に
おいて、誘導電動機にトルクセンサを付設し、速度偏差
に比例して指令されるトルク指令値とトルクセンサの出
力値との偏差に比例した値をベクトル制御系の電流指令
値として与えるように構成したことを特徴とする誘導電
動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57126310A JPS5917889A (ja) | 1982-07-19 | 1982-07-19 | 誘導電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57126310A JPS5917889A (ja) | 1982-07-19 | 1982-07-19 | 誘導電動機制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5917889A true JPS5917889A (ja) | 1984-01-30 |
Family
ID=14932015
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57126310A Pending JPS5917889A (ja) | 1982-07-19 | 1982-07-19 | 誘導電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5917889A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103269195A (zh) * | 2013-05-24 | 2013-08-28 | 电子科技大学 | 一种用于电动汽车异步电机矢量控制的变速积分pid控制器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54122819A (en) * | 1978-03-16 | 1979-09-22 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Control systen of induction motor inversely driven |
-
1982
- 1982-07-19 JP JP57126310A patent/JPS5917889A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54122819A (en) * | 1978-03-16 | 1979-09-22 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Control systen of induction motor inversely driven |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103269195A (zh) * | 2013-05-24 | 2013-08-28 | 电子科技大学 | 一种用于电动汽车异步电机矢量控制的变速积分pid控制器 |
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