JPS5915352A - 直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式 - Google Patents
直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式Info
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- JPS5915352A JPS5915352A JP57122959A JP12295982A JPS5915352A JP S5915352 A JPS5915352 A JP S5915352A JP 57122959 A JP57122959 A JP 57122959A JP 12295982 A JP12295982 A JP 12295982A JP S5915352 A JPS5915352 A JP S5915352A
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- digital
- phase
- signal
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、直交変調方式モデムにおけろタイミング再生
方式に関し１、特にタイミング再生をディジタル的に行
な５方式に関する。
方式に関し１、特にタイミング再生をディジタル的に行
な５方式に関する。
ＱＡＭ（ｉｆ！父変調）方式は、例えば９６００ｂｐｓ
で変調速度が２４００ボーというような高速伝送を行な
うときに適している。
で変調速度が２４００ボーというような高速伝送を行な
うときに適している。
以下、従来のＱＡＭ方式モデムの構成を示す第１図及び
その動作説明用の波形を示す第２図を参照して、従来の
ＱＡＭ方式モデムにおけるタイミング再生方式を説明す
る。
その動作説明用の波形を示す第２図を参照して、従来の
ＱＡＭ方式モデムにおけるタイミング再生方式を説明す
る。
第１図において、１は入力信号を示し、この入力信号１
は直交変調されているものとする。
は直交変調されているものとする。
２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を示す。このＢＰＦ
２は入力信号１に含まれるノイズを除去する機能を有す
る。３は自動利得コントローラ（ＡＧＣ）を示し、この
ＡＧＣ３は、ノイズカットされた信号のゲインを回復す
る機能を有する。
２は入力信号１に含まれるノイズを除去する機能を有す
る。３は自動利得コントローラ（ＡＧＣ）を示し、この
ＡＧＣ３は、ノイズカットされた信号のゲインを回復す
る機能を有する。
ＡＧＣ３から出力された信号は、同期検波回路４．５へ
同時に供給される構成となっている。
同時に供給される構成となっている。
この同期検波回路４，５は、受信ベースバンド信号を得
るための回路である。例えば、直交変調された信号が ｆ（ｔ）＝ ｘ（ｔ）ｃａｓ ωｃ ｔ −１−ｙ（ｔ
）ｍｎ ａ＋Ｃｔであるとすると、同期検波回路４は、
例えばｆ（ｔ）に（２）ωｃｔを掛ける回路であり、同
期検波回路５はｆ（ｔ）に順ωｃｔを掛ける回路である
。
るための回路である。例えば、直交変調された信号が ｆ（ｔ）＝ ｘ（ｔ）ｃａｓ ωｃ ｔ −１−ｙ（ｔ
）ｍｎ ａ＋Ｃｔであるとすると、同期検波回路４は、
例えばｆ（ｔ）に（２）ωｃｔを掛ける回路であり、同
期検波回路５はｆ（ｔ）に順ωｃｔを掛ける回路である
。
即ち、その出力は、同期検波回路４においてはｆ（ｔｌ
ｃｎｓωｃｔ ＝ｘ（ｔ）ｃｏｓ” ａ＋Ｃｔ −４−
ｙ（ｔ）ｓｉｎ ａ＋ｃｔ Ｘｃｏｓωｃｔａ）Ｓ２１
．Ｉｃ型＋１ ＝ｘ（ｔ）−Ｔ−＋ｙ（ｔ）ｓｔｎａ＋ｃｔｃｏｓｏ＋
ｃｔΦ・・・・・＋１１ となる。一方、同期検波回路５の出力は、ｆ（ｔ）ｓｉ
ｎ ｃ＋＋ｃｔ ＝ｘ（ｔ）ｃｏｓωｃｔａｉｎ ωＣ
ｔ −１−ｙ（ｔ）ｓｉｎ’ ωＣｔ争・舎・・・（２
） となる。
ｃｎｓωｃｔ ＝ｘ（ｔ）ｃｏｓ” ａ＋Ｃｔ −４−
ｙ（ｔ）ｓｉｎ ａ＋ｃｔ Ｘｃｏｓωｃｔａ）Ｓ２１
．Ｉｃ型＋１ ＝ｘ（ｔ）−Ｔ−＋ｙ（ｔ）ｓｔｎａ＋ｃｔｃｏｓｏ＋
ｃｔΦ・・・・・＋１１ となる。一方、同期検波回路５の出力は、ｆ（ｔ）ｓｉ
ｎ ｃ＋＋ｃｔ ＝ｘ（ｔ）ｃｏｓωｃｔａｉｎ ωＣ
ｔ −１−ｙ（ｔ）ｓｉｎ’ ωＣｔ争・舎・・・（２
） となる。
そし、て、同期検波回路４の出力信号（（１）式で示さ
れる）は高調波成分をカットするローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）６に、同期検波回路５の出力信号（（２）式で示
される）は高調波成分をカットするローパスフィルタ（
ＬＰＦ）７に夫々入力される。このＬ Ｐ Ｆ ６は高
調波 をカットし１、ＩノＰＦ７は高調波 をカットする機能を有する。
れる）は高調波成分をカットするローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）６に、同期検波回路５の出力信号（（２）式で示
される）は高調波成分をカットするローパスフィルタ（
ＬＰＦ）７に夫々入力される。このＬ Ｐ Ｆ ６は高
調波 をカットし１、ＩノＰＦ７は高調波 をカットする機能を有する。
に入力する構成とする。
ｉｏ、、ｔｉに入力された後、加算器１２で加えられ、
更に２４００ ＨｚのＢＰＦｌ ３に入力される。
更に２４００ ＨｚのＢＰＦｌ ３に入力される。
この結果、１２００Ｈ２のＢＰ、Ｆ”８，９、絶対値回
路１０，１１、加算器１２．２４００ＨｚのＢＰＦｌ３
より成る送信ボーレイト情報抽出部１４からは、第２図
Ａのようなボーレイト情報が２４００ Ｈｚの正弦波と
し、て出力される。
路１０，１１、加算器１２．２４００ＨｚのＢＰＦｌ３
より成る送信ボーレイト情報抽出部１４からは、第２図
Ａのようなボーレイト情報が２４００ Ｈｚの正弦波と
し、て出力される。
便宜上これをアナログボーレイト情報と相称する。
このボーレイト情報Ａは、位相比較器１５に入力される
。この位相比較器１５は、分周器１７から出力される方
形波（第２図）Ｂとボーレイト情報Ａとの位相比較を行
い、その位相差をパルス幅とした信号を出力する回路で
ある。
。この位相比較器１５は、分周器１７から出力される方
形波（第２図）Ｂとボーレイト情報Ａとの位相比較を行
い、その位相差をパルス幅とした信号を出力する回路で
ある。
この位相比較器１５から出力された信号は、スタッフ／
ディスタッフ制御回路１６へ供給されると共に分周器１
７へ供給されるよう構成される。
ディスタッフ制御回路１６へ供給されると共に分周器１
７へ供給されるよう構成される。
スタッフ／ディスタッフ制御回路１６は図示せぬクロッ
ク発生器から高次のクロックを入力しており、位相比較
器１５から送られた信号に基づいて高次クロックのスタ
ッフ／ディスタッフ処理を行う回路である。ここで、ス
タッフ／ディスタッフ処理とは、高次クロックに数ビッ
トのクロックを付加又は削除する処理をいう。
ク発生器から高次のクロックを入力しており、位相比較
器１５から送られた信号に基づいて高次クロックのスタ
ッフ／ディスタッフ処理を行う回路である。ここで、ス
タッフ／ディスタッフ処理とは、高次クロックに数ビッ
トのクロックを付加又は削除する処理をいう。
このようにして、スタッフ／ディスタッフ制御回路１６
から出力された最適なりロックは、分周器１７へ入力さ
れ、分周器１７は与えられたクロックを分周して位相比
較器１５ヘフイードパツクするとともに、所定の周期に
分周した信号を、Ａ／Ｄ変換器１８にサンプリングパル
ス（第２図Ｃ）として与え、更に、自動等化・判定スク
ランブラ回路１９へ自動等化・判定スクランブラ処理に
必要な各種のクロックとして与える構成となっている。
から出力された最適なりロックは、分周器１７へ入力さ
れ、分周器１７は与えられたクロックを分周して位相比
較器１５ヘフイードパツクするとともに、所定の周期に
分周した信号を、Ａ／Ｄ変換器１８にサンプリングパル
ス（第２図Ｃ）として与え、更に、自動等化・判定スク
ランブラ回路１９へ自動等化・判定スクランブラ処理に
必要な各種のクロックとして与える構成となっている。
一方、位相比較器１５の出力信号は、分局器１７へ初期
設定用信号として入力される構成となっている。
設定用信号として入力される構成となっている。
以下、このモデムがフリーシンニング状態から初期設定
が行なわれ、その後同期が確立されるまでの動作を説明
する。
が行なわれ、その後同期が確立されるまでの動作を説明
する。
フリーランニング状態においては、ＬＰＦ６から出力さ
れるｘ（ｔ）についてのアイパターンは第２図りの如く
アイパターンの開閉を繰り返している。一方、分周器１
７もフリーランニング状態でサンプリングパルスＣ，を
出力しているイ から、ポーレｔト情報Ａのゼロ点から見ると、ゑ 位相差はあることになる。このため、分周器１７かも位
相比較器１５へ出力される分周器１７の出力信号Ｂは、
ボーレイト情報Ａのゼロ点からθ遅れた立ち上がりを生
じる。
れるｘ（ｔ）についてのアイパターンは第２図りの如く
アイパターンの開閉を繰り返している。一方、分周器１
７もフリーランニング状態でサンプリングパルスＣ，を
出力しているイ から、ポーレｔト情報Ａのゼロ点から見ると、ゑ 位相差はあることになる。このため、分周器１７かも位
相比較器１５へ出力される分周器１７の出力信号Ｂは、
ボーレイト情報Ａのゼロ点からθ遅れた立ち上がりを生
じる。
そこで、位相比較器１５の出力信号はθに対応したパル
スとなり初期設定用信号として分周器１７に与えられる
。分周器１７はこれによって、分周器１７の出力信号を
θだけ早く立ち上げて出力する（第２図Ｐ点）。これに
より位相差は無くなり、Ａ／Ｄ変換器１８へ送られるサ
ンプリングパルスＣｔの立ち上がるタイミングもアイパ
ターンＤの最大量のタイミングと一致する。従って、ｘ
（ｔ）のアイパターン最大開時において、Ａ／Ｄ変換器
１８では、ディジタル化を行うことができる。
スとなり初期設定用信号として分周器１７に与えられる
。分周器１７はこれによって、分周器１７の出力信号を
θだけ早く立ち上げて出力する（第２図Ｐ点）。これに
より位相差は無くなり、Ａ／Ｄ変換器１８へ送られるサ
ンプリングパルスＣｔの立ち上がるタイミングもアイパ
ターンＤの最大量のタイミングと一致する。従って、ｘ
（ｔ）のアイパターン最大開時において、Ａ／Ｄ変換器
１８では、ディジタル化を行うことができる。
更に、ボーレイト情報Ａが１周期を繰り返す毎に、位相
比較器１５はボーレイト情報Ａと分周器１７の出力信号
とから位相誤差に対応するパルスを作り出し１、これを
スタッフ／ディスタッフ制御回路１６へ出力する。これ
によって、スタッフ／ディスタッフ制御回路１６は、高
次クロックへクロックを付加させたり削除したりして分
周器１７へ出力する。分周器１７は、これを分周して出
力する。前述のスタッフ／ディスタッフ処理によって、
第２図Ｐ２点におけるボーレイト情報のゼロ点と分周器
１６の出力信号の立ち上がり及びサンプリングパルスＣ
とは同期確立される。即ち、アイパターンの最大開時点
に同期してサンプリングパルスＣが２４００トＩｚの周
期で出力され、最適位置でのＡ／１）変換が行なわれる
。
比較器１５はボーレイト情報Ａと分周器１７の出力信号
とから位相誤差に対応するパルスを作り出し１、これを
スタッフ／ディスタッフ制御回路１６へ出力する。これ
によって、スタッフ／ディスタッフ制御回路１６は、高
次クロックへクロックを付加させたり削除したりして分
周器１７へ出力する。分周器１７は、これを分周して出
力する。前述のスタッフ／ディスタッフ処理によって、
第２図Ｐ２点におけるボーレイト情報のゼロ点と分周器
１６の出力信号の立ち上がり及びサンプリングパルスＣ
とは同期確立される。即ち、アイパターンの最大開時点
に同期してサンプリングパルスＣが２４００トＩｚの周
期で出力され、最適位置でのＡ／１）変換が行なわれる
。
しかし７、今日のように安価なプロセッサが供給され、
各種のディジタル処理が高速で行いうるよ５になっては
、アナログ部分を少な（しディジタル化して、これによ
り小型化低価格化をはかることが望まれている。
各種のディジタル処理が高速で行いうるよ５になっては
、アナログ部分を少な（しディジタル化して、これによ
り小型化低価格化をはかることが望まれている。
本発明は、上記事情に着目してなされたもので、直交変
調方式モデムのタイミング再生を簡単なディジタル処理
にて行なえるようにしたタイミング再生方式を提供する
ことを目的とする。
調方式モデムのタイミング再生を簡単なディジタル処理
にて行なえるようにしたタイミング再生方式を提供する
ことを目的とする。
以下、図面を参照し１よがら本発明を説明する。
第３図は本発明を適用したＱＡＭ方式モデムの一実施例
を示す構成図であり、第１図と同一の要部には同一の勾
号を付しその説明は省略する。
を示す構成図であり、第１図と同一の要部には同一の勾
号を付しその説明は省略する。
１０１はＡ、／Ｌ）（アナログ・ディジタル）変換器で
あり、このＡ／Ｄ変換器１０１は同期検波器４．５の出
力信号をディジタル化するためのものである。尚、この
Ａ ／ Ｊ）変換器１０１を同期検波器４．５の後段に
設ける理由は、ＡＧＣ３の後段に設けたのではサンプリ
ング速度の高いＡ／Ｄ変換器が必要となるからである。
あり、このＡ／Ｄ変換器１０１は同期検波器４．５の出
力信号をディジタル化するためのものである。尚、この
Ａ ／ Ｊ）変換器１０１を同期検波器４．５の後段に
設ける理由は、ＡＧＣ３の後段に設けたのではサンプリ
ング速度の高いＡ／Ｄ変換器が必要となるからである。
従って、このＡ ／ 、１）変換器１０１は、理論的に
は自動等化判定スクランブラ回路１９より前段であれば
良い。
は自動等化判定スクランブラ回路１９より前段であれば
良い。
１０２．１０３はディジタル波に対するＬＰＦである。
このＬＰＦ１０２，１０３は、ロールオフ特性が１０〜
１５チの急しゅんなものである。従来例と同様にＬＰＦ
１０２からはＸ（りに対応するディジタル信号が、Ｌ
ＰＦ １０３からはｙ（ｔ）に対応するディジタル信号
が出力される。
１５チの急しゅんなものである。従来例と同様にＬＰＦ
１０２からはＸ（りに対応するディジタル信号が、Ｌ
ＰＦ １０３からはｙ（ｔ）に対応するディジタル信号
が出力される。
１０４は送信ボーレイト情報抽出部であり、この送信ボ
ーレイト情報抽出部１０４は、第１図に示した送信ボー
レイト情報抽出部１４の各部を入力信号がディジタル信
号となっているのに対応してディジタル化したもので、
入力するディジタル信号からアナログボーレイト情報を
ボーレイトの整数倍の周波数でサンプリングしたものに
相当するディジタルボーレイト情報を得る機能を有する
。ここで、Ａ／Ｄｉ換器１０１にはボーレイトの整数倍
の周波数のサンプリングパルスＣが与えられ、Ａ／Ｄ変
換はこのサンプリングパルスＣの周期毎行なわれ、送信
ボーレイト情報抽出部１０４からの出力信号であるディ
ジタルボーレイト情報ａはサンプリングパルスＣが与え
られる度に大きさと正負の符号を有する離散値とし、て
出力される。
ーレイト情報抽出部１０４は、第１図に示した送信ボー
レイト情報抽出部１４の各部を入力信号がディジタル信
号となっているのに対応してディジタル化したもので、
入力するディジタル信号からアナログボーレイト情報を
ボーレイトの整数倍の周波数でサンプリングしたものに
相当するディジタルボーレイト情報を得る機能を有する
。ここで、Ａ／Ｄｉ換器１０１にはボーレイトの整数倍
の周波数のサンプリングパルスＣが与えられ、Ａ／Ｄ変
換はこのサンプリングパルスＣの周期毎行なわれ、送信
ボーレイト情報抽出部１０４からの出力信号であるディ
ジタルボーレイト情報ａはサンプリングパルスＣが与え
られる度に大きさと正負の符号を有する離散値とし、て
出力される。
１０５は位相比較回路であり、この位相比較回路１０５
は、まず、送信ボーレイト情報抽出部１０４から与えら
れる連続する２個のディジタルボーレイト情報８間の位
相変化量とこれら２個のディジタルボーレイト情報ａと
に基づき演算処理を行ない再生クロックパルスを変調タ
イミングに同期させろ初期設定に必要な位相誤差を検出
し５、この検出結果により初期設定回路１０８を動作さ
せるものである。この位相誤差の検出動作については後
述する。又、この位相比較回路１０５は、通常の動作時
には分周器１０７から帰還される分周出力すの立上り時
のディジタルボーレイト情報ａの符号を信号としてスタ
ッフ／ディスタッフ制御回路１０６へ送信するものであ
る。
は、まず、送信ボーレイト情報抽出部１０４から与えら
れる連続する２個のディジタルボーレイト情報８間の位
相変化量とこれら２個のディジタルボーレイト情報ａと
に基づき演算処理を行ない再生クロックパルスを変調タ
イミングに同期させろ初期設定に必要な位相誤差を検出
し５、この検出結果により初期設定回路１０８を動作さ
せるものである。この位相誤差の検出動作については後
述する。又、この位相比較回路１０５は、通常の動作時
には分周器１０７から帰還される分周出力すの立上り時
のディジタルボーレイト情報ａの符号を信号としてスタ
ッフ／ディスタッフ制御回路１０６へ送信するものであ
る。
スタッフ／ディスタッフ制御回路１０６は、位相比較回
路１０５が通常の動作時に出力した正負の符号に基づき
、入力されている高次クロックに数ビツトパルスを付加
したり削除し、たりするものである。
路１０５が通常の動作時に出力した正負の符号に基づき
、入力されている高次クロックに数ビツトパルスを付加
したり削除し、たりするものである。
分局器１０７は、スタッフ／ディスタッフ制御回路１０
６及び初期設定回路１０８から信号を入力して、所定の
周期の信号を出力するものである。この分局器１０７か
ら出力されるサンプリングパルスＣはＡ ／ Ｉ）変換
器１０１に、各種のクロックは自動等化判定スクランブ
ラ回路１９に、そして分周出力ｂｔ’ｚ位相比較回路１
０５に夫々与えられる。
６及び初期設定回路１０８から信号を入力して、所定の
周期の信号を出力するものである。この分局器１０７か
ら出力されるサンプリングパルスＣはＡ ／ Ｉ）変換
器１０１に、各種のクロックは自動等化判定スクランブ
ラ回路１９に、そして分周出力ｂｔ’ｚ位相比較回路１
０５に夫々与えられる。
初期設定回路１０８は、初期設定時に位相比較回路１０
５から出力される位相誤差信号を受は分周器１０７をリ
セットするものである。
５から出力される位相誤差信号を受は分周器１０７をリ
セットするものである。
次に、９６００ｂｐｓ（変調速度２４００ボー）のモデ
ムにおいてポーレイ）（２４００）０３倍（７２００Ｈ
ｚ ）のサンプリング周波数でサンプリングを行な５場
合を例とし、以下この実施例の動作を第４図を参照しな
がら説明する。
ムにおいてポーレイ）（２４００）０３倍（７２００Ｈ
ｚ ）のサンプリング周波数でサンプリングを行な５場
合を例とし、以下この実施例の動作を第４図を参照しな
がら説明する。
入力信号１は、ＢｒＦ３．ＡＧＣ３、同期検波器４，５
、Ａｌ１）変換器１０１、ＬＰＦ］、０２゜１０３を介
してアイパターンとなる。このアイパターンのｘ（ｔ）
成分のアイパターンｄは、第４図のように２４００ Ｈ
ｚ毎にアイパターンの最大量となる。従って、この最大
開時にＡ／Ｉ）変換−ｆるサンプリングパルスＣを分周
器１０７が送出ｊるよ５に１−れば最適なタイミングで
スレッショルドとの比較を行なうことができる。そこで
、このサンプリングパルスＣの周波数を７２００１−１
ｚとする。すると、送信ボーレイト情報抽出部１０４
から出力されるディジタルボーレ・「ト情報ａは、７２
００ Ｈｚ毎にＸ、 、 Ｘ、。
、Ａｌ１）変換器１０１、ＬＰＦ］、０２゜１０３を介
してアイパターンとなる。このアイパターンのｘ（ｔ）
成分のアイパターンｄは、第４図のように２４００ Ｈ
ｚ毎にアイパターンの最大量となる。従って、この最大
開時にＡ／Ｉ）変換−ｆるサンプリングパルスＣを分周
器１０７が送出ｊるよ５に１−れば最適なタイミングで
スレッショルドとの比較を行なうことができる。そこで
、このサンプリングパルスＣの周波数を７２００１−１
ｚとする。すると、送信ボーレイト情報抽出部１０４
から出力されるディジタルボーレ・「ト情報ａは、７２
００ Ｈｚ毎にＸ、 、 Ｘ、。
Ｘ、・・・・と現われる。
しかし１、タイミング再生の同期確立が行なわれていな
いフリーランニングの状態では、分周器１０７から位相
比較回路１０５へ帰還される出力信号すの立ち上がりと
デイジタルボーレイト情報ａのゼロ点との位相差（位相
誤差）はσある。しかし、このθを求めるためにはＸ、
。
いフリーランニングの状態では、分周器１０７から位相
比較回路１０５へ帰還される出力信号すの立ち上がりと
デイジタルボーレイト情報ａのゼロ点との位相差（位相
誤差）はσある。しかし、このθを求めるためにはＸ、
。
Ｘ２．Ｘ３ ・・・・から破線のような正弦波を推定し
、なけ゛れば、Ｘ、、Ｘ、、Ｘ、・・・・が離散値であ
るからθを求めることができない。
、なけ゛れば、Ｘ、、Ｘ、、Ｘ、・・・・が離散値であ
るからθを求めることができない。
そこで、本実施例の位相比較回路１０５は、正弦波を推
定するには速度的に難があるため、離散値Ｘ、、Ｘ、（
連続する２個のディジタルボーレイト情報ａ）に基づき
簡単かつ高精度な位相誤差θを検出する。
定するには速度的に難があるため、離散値Ｘ、、Ｘ、（
連続する２個のディジタルボーレイト情報ａ）に基づき
簡単かつ高精度な位相誤差θを検出する。
ここで、位相誤差ｅとフリーランニング状態で１周期（
１／２４００Ｈｚ）中に含まれるディジタルボーレイト
情報Ａ、Ｂとの関係について考察しながら位相誤差θの
検出動作を説明する。第５図、第６図は、位相誤差θと
ディジタルボーレイト情報Ａ、Ｂとの関係を示す図であ
り、これら第５図、第６図の各（ｂ）図は、ディジタル
ボーレイト情報Ａ、Ｈの相互の関係をガウス（Ｇａｕｓ
ｓ）平面上の半径ρの円１ｚ１＝ρの上に写像し１、各
ディジタルボーレイト情報Ａ、 Ｂを複素数Ａ’ （＝
Ｚ、）、Ｂ’ （−ｚ、）として捉えたものである。こ
こでρは、ディジタルボーレイト情報ａの最大値（振幅
）と同値である。又、ディジタルボーレイト情報Ａ、Ｂ
は７２００Ｈｚで出力されているものであるからその位
相変化−ｉｔは２／３にである。
１／２４００Ｈｚ）中に含まれるディジタルボーレイト
情報Ａ、Ｂとの関係について考察しながら位相誤差θの
検出動作を説明する。第５図、第６図は、位相誤差θと
ディジタルボーレイト情報Ａ、Ｂとの関係を示す図であ
り、これら第５図、第６図の各（ｂ）図は、ディジタル
ボーレイト情報Ａ、Ｈの相互の関係をガウス（Ｇａｕｓ
ｓ）平面上の半径ρの円１ｚ１＝ρの上に写像し１、各
ディジタルボーレイト情報Ａ、 Ｂを複素数Ａ’ （＝
Ｚ、）、Ｂ’ （−ｚ、）として捉えたものである。こ
こでρは、ディジタルボーレイト情報ａの最大値（振幅
）と同値である。又、ディジタルボーレイト情報Ａ、Ｂ
は７２００Ｈｚで出力されているものであるからその位
相変化−ｉｔは２／３にである。
さて、第５図（ａｌ及び第６図＋ａ）に示す如くサンプ
リングされて得られた２個のディジタルボーレイト情報
Ａ、Ｂに基づく位相誤差θの検出について、第５図（ｂ
）及び第６図（ｂ）を参照しながら説明する。尚、これ
らディジタルボーレイト情と 報Ａ、Ｂのサンプリング値夫々Ｙ＋ ｒ ｙ２と丁△ る。まず、ディジタルボーレイト情報Ａ、Ｂの変化を複
素数２の原点のまわりの回転角２／３πの運動として捉
え、各複素数Ａ’ （ｚ、＞。
リングされて得られた２個のディジタルボーレイト情報
Ａ、Ｂに基づく位相誤差θの検出について、第５図（ｂ
）及び第６図（ｂ）を参照しながら説明する。尚、これ
らディジタルボーレイト情と 報Ａ、Ｂのサンプリング値夫々Ｙ＋ ｒ ｙ２と丁△ る。まず、ディジタルボーレイト情報Ａ、Ｂの変化を複
素数２の原点のまわりの回転角２／３πの運動として捉
え、各複素数Ａ’ （ｚ、＞。
Ｂ’ （Ｚ、）は、
と置く。そこで（３）式を（４）式に代入するとＺ、は
（ｘｔ＋ｉｙ＋） −−−−（５１ となり、 なる関係が得られる。ところで、虚部Ｙ＋ ＊ Ｙｔは
既知であるから（６す式よりｚＩの実部Ｘ、は、とし、
て求められる。又、この（刀式とピタゴラスの定理によ
りρは、 ρ＝Ｖ又ワ巧Ｔ となり、 ” ＝Ｉ Ｓｉｎ ６ ／ ・・・・
（９）（θ′は、ディジタルボーレイト情報 ａのゼロ点０から見たディジタルボ ーレイト情報への位相差） の関係から 鄭θｌ−力 ・・・・・０■ρ が求まる。これにより、位相差θ′が求まる。
（ｘｔ＋ｉｙ＋） −−−−（５１ となり、 なる関係が得られる。ところで、虚部Ｙ＋ ＊ Ｙｔは
既知であるから（６す式よりｚＩの実部Ｘ、は、とし、
て求められる。又、この（刀式とピタゴラスの定理によ
りρは、 ρ＝Ｖ又ワ巧Ｔ となり、 ” ＝Ｉ Ｓｉｎ ６ ／ ・・・・
（９）（θ′は、ディジタルボーレイト情報 ａのゼロ点０から見たディジタルボ ーレイト情報への位相差） の関係から 鄭θｌ−力 ・・・・・０■ρ が求まる。これにより、位相差θ′が求まる。
この位相差θ′は、
ｎ
θｌ＝θ＋−π 争・・争・（１υ（１：＝
：Ｑ、 ■、２ ：θ＝位相誤差）であり、位相誤差
θが ０〈θ〈−π Φ・―−・Ｑ２＋であるか
ら、θ′の値からθを求めることかできる。
：Ｑ、 ■、２ ：θ＝位相誤差）であり、位相誤差
θが ０〈θ〈−π Φ・―−・Ｑ２＋であるか
ら、θ′の値からθを求めることかできる。
例えば、第５図に示１−如くサンプリングされおいてｎ
＝ Ｑと判別され０−θ′とな、る。又、第６図に不
丁如（サンプリングされた場合てｎ ＝ １と判別され
θ′＝θ＋ｉ−πとなり、θ２．４ ＝＝： ｅ ／ 、πとなる。又、θ′か喜π〈θ′
〈２πの場合も同様に考えればよい１、このようにして
位相誤差θは検出される。
＝ Ｑと判別され０−θ′とな、る。又、第６図に不
丁如（サンプリングされた場合てｎ ＝ １と判別され
θ′＝θ＋ｉ−πとなり、θ２．４ ＝＝： ｅ ／ 、πとなる。又、θ′か喜π〈θ′
〈２πの場合も同様に考えればよい１、このようにして
位相誤差θは検出される。
さて、位相比較回路１０５におけるこのような位相誤差
θの検出動作を第７図のフローチャートを参照しながら
簡単に説明する。まず、ディジタルボーレイト情報Ａ、
Ｂが得られると、サンプリング値ｙ、、ｙｔからディジ
クルボーレイト情報Ａに対応する複素数Ｚ１のｘ、（実
部）の値と共にρの値（振幅ンを演算し求め、このρと
ｙ、からａの値、つまりｓｉｎθ′の値を演算し求める
。この−θ′の値は、ｙの正、負の符号に基づき正、負
の値をとる。次に、このｓｉｎ ｌ ’の値を内部のＲ
ＯＭに記憶したーテーブルと比較し１、角度θ′の値を
検出する。ここでは、角度θ′は１°単位の値とし、角
度θ′の値の検出は近似的に行なわれるものとする。こ
のようにして検出された角度θ′は、０〈−′く２πの
値をとるため２つの値をとることになる。そこで、いず
れの値が真値なのかを、先に求めたｘｌの符号から判別
して最終角度θ′の値を検出する。そして、この最終角
度０′が、０くθｔ ＜ ２π１ｇπくａ′〈土π、±
πくθ′３ ３ ３ ３〈２π
のいずれの範囲内であるのかを判別し、０くθｔ ＜
２πの場合には位相誤差θ＝θ′と４ θ′−−πとし、丁π〈θく２πの場合には位相部差θ
＝θ′−±πとして位相誤差θを求める。位相比較回路
１０５は、このように演算し。
θの検出動作を第７図のフローチャートを参照しながら
簡単に説明する。まず、ディジタルボーレイト情報Ａ、
Ｂが得られると、サンプリング値ｙ、、ｙｔからディジ
クルボーレイト情報Ａに対応する複素数Ｚ１のｘ、（実
部）の値と共にρの値（振幅ンを演算し求め、このρと
ｙ、からａの値、つまりｓｉｎθ′の値を演算し求める
。この−θ′の値は、ｙの正、負の符号に基づき正、負
の値をとる。次に、このｓｉｎ ｌ ’の値を内部のＲ
ＯＭに記憶したーテーブルと比較し１、角度θ′の値を
検出する。ここでは、角度θ′は１°単位の値とし、角
度θ′の値の検出は近似的に行なわれるものとする。こ
のようにして検出された角度θ′は、０〈−′く２πの
値をとるため２つの値をとることになる。そこで、いず
れの値が真値なのかを、先に求めたｘｌの符号から判別
して最終角度θ′の値を検出する。そして、この最終角
度０′が、０くθｔ ＜ ２π１ｇπくａ′〈土π、±
πくθ′３ ３ ３ ３〈２π
のいずれの範囲内であるのかを判別し、０くθｔ ＜
２πの場合には位相誤差θ＝θ′と４ θ′−−πとし、丁π〈θく２πの場合には位相部差θ
＝θ′−±πとして位相誤差θを求める。位相比較回路
１０５は、このように演算し。
て得られた位相誤差θを、ディジタル信号として初期設
定回路１０８へ出力する。
定回路１０８へ出力する。
さて、初期設定回路１０８は、例えば第８図の符号２０
１で示１−タイマーであって、位相誤差０を位相比較回
路１０５から入力すると共に７、２ ｋ Ｈｚの１２０
倍のクロックを入力し２、分局器１０７のリセット端子
へ信号を出力するよう構成されている。又、このタイマ
ー２０１はプログラマブルタイマーから成り、通常は１
２０という値がセットされ入力クロックをカウントし、
１２０クロツク目でリセット信号を送出するものであり
、初期設定時のみ位相誤差θの値が１度プリセットされ
るものである。ここで例えば位相誤差θが３０°とする
と、初期設定時に−３０という値がプリセットされ、第
４図のＸ。
１で示１−タイマーであって、位相誤差０を位相比較回
路１０５から入力すると共に７、２ ｋ Ｈｚの１２０
倍のクロックを入力し２、分局器１０７のリセット端子
へ信号を出力するよう構成されている。又、このタイマ
ー２０１はプログラマブルタイマーから成り、通常は１
２０という値がセットされ入力クロックをカウントし、
１２０クロツク目でリセット信号を送出するものであり
、初期設定時のみ位相誤差θの値が１度プリセットされ
るものである。ここで例えば位相誤差θが３０°とする
と、初期設定時に−３０という値がプリセットされ、第
４図のＸ。
が得られた時点から１／７２００秒経過する時より、３
０クロック分（３０Ｘ１／７２００Ｘ１／１２０秒）早
（リセット信号がタイマー２０１から出力される。この
リセット信号を受は分周器１０７はサンプリングパルス
Ｃを出力するので、その結果位相誤差θの殆んど無くな
った分周出力すを得ることができ、分周出力すの立上り
ｂｌとサンプリングパルスＣ８とがディジタルボーレイ
ト情報Ｘ４と同期し、た形となる。即ち、リセット信号
が所望時間だけ早く送出されることにより、位相誤差θ
が補正されることになる。このとき、アイパターンｄは
最大量となっていることがわかる。
０クロック分（３０Ｘ１／７２００Ｘ１／１２０秒）早
（リセット信号がタイマー２０１から出力される。この
リセット信号を受は分周器１０７はサンプリングパルス
Ｃを出力するので、その結果位相誤差θの殆んど無くな
った分周出力すを得ることができ、分周出力すの立上り
ｂｌとサンプリングパルスＣ８とがディジタルボーレイ
ト情報Ｘ４と同期し、た形となる。即ち、リセット信号
が所望時間だけ早く送出されることにより、位相誤差θ
が補正されることになる。このとき、アイパターンｄは
最大量となっていることがわかる。
このようにして初期設定が行なわれタイミング再生の同
期確立がなされた後には、位相比較回路１０５は本来零
となるデイジタルボーレ・ｆト情報Ｘ、、Ｘ、、 ・
・・・の絶対値を検出する動作を行ないその符号をスタ
ッフ／ディスタッフ制御回路１０６へ出力する。スタッ
フ／ディスタッフ制御回路１０６は、この入力に基づき
高次クロックを１あるいは数ビツト付加又は削除する。
期確立がなされた後には、位相比較回路１０５は本来零
となるデイジタルボーレ・ｆト情報Ｘ、、Ｘ、、 ・
・・・の絶対値を検出する動作を行ないその符号をスタ
ッフ／ディスタッフ制御回路１０６へ出力する。スタッ
フ／ディスタッフ制御回路１０６は、この入力に基づき
高次クロックを１あるいは数ビツト付加又は削除する。
これにより、以後の同期確立は可能となる。
尚、本実施例では、リセット信号の送出時間を早めるこ
とにより位相誤差ｅを補正するようにしたが、リセット
信号の送出時間を遅らせることにより補正することもで
きる。又、本実施例では、ボーレイトの３倍の速度でサ
ンプリングし、Ｔこが、他の整数倍の速度でサンプリン
グしても、その２点のディジタルボーレイト情報ａさえ
利られれば位相誤差θを検出することができ、初期設定
が行なえる。更に、初期設定は、本実施例の如く１°単
位の位相誤差の補正に限ることはない。
とにより位相誤差ｅを補正するようにしたが、リセット
信号の送出時間を遅らせることにより補正することもで
きる。又、本実施例では、ボーレイトの３倍の速度でサ
ンプリングし、Ｔこが、他の整数倍の速度でサンプリン
グしても、その２点のディジタルボーレイト情報ａさえ
利られれば位相誤差θを検出することができ、初期設定
が行なえる。更に、初期設定は、本実施例の如く１°単
位の位相誤差の補正に限ることはない。
以上説明（、ｔこよ５に、本発明によれば、直交変調方
式モデムのタイミング再生部のディジタル化をはかるこ
とができる。従って、回路の小型化、低価格化を実現で
きる。又、本発明では２個のディジタルボーレイト情報
のみに基づき初期設定時に簡単に殆んどの位相誤差を補
正することができるので、高速なモデムのタイミング処
理には都合が良い。
式モデムのタイミング再生部のディジタル化をはかるこ
とができる。従って、回路の小型化、低価格化を実現で
きる。又、本発明では２個のディジタルボーレイト情報
のみに基づき初期設定時に簡単に殆んどの位相誤差を補
正することができるので、高速なモデムのタイミング処
理には都合が良い。
第１図は、従来の直交変調方式モデムを示すブロック図
、第２図は、その動作を説明するための線図、第３図は
、本発明を適用した直交変調方式モデムの一実施例を示
すブロック図、第４図は、その動作を説明するだめの線
図、第５図及び第６図は、本発明を説明するだめの図、
第７図は、第３図に示した位相比較回路１０５０位相誤
差θの検出動作を説明するだめの図、第８図は、第３図
に示し、たモデムの要部のブロック図である。 ２・・会・バンドパスフィルタ（Ｂ Ｐ ｌ！’ ）、
３・・・・自動利得制御回路（ＡＧＣ）、４゜５・・・
・同期検波回路、１０１・・・・Ａ／Ｄ変換器、１０２
．１０３−・・拳ローパスフィルタ（Ｌ Ｐ Ｆ ）、
１０４−・・・送信ボーレイト情報抽出部、１０５・−
・・位相比較回路、１０６＠・・・スタッフ／デ・ｒス
タッフ制御回路、１０７・・・・分周器、１０８・・拳
・初期設定回路 ２０１Ｑ・・−タイマー
、第２図は、その動作を説明するための線図、第３図は
、本発明を適用した直交変調方式モデムの一実施例を示
すブロック図、第４図は、その動作を説明するだめの線
図、第５図及び第６図は、本発明を説明するだめの図、
第７図は、第３図に示した位相比較回路１０５０位相誤
差θの検出動作を説明するだめの図、第８図は、第３図
に示し、たモデムの要部のブロック図である。 ２・・会・バンドパスフィルタ（Ｂ Ｐ ｌ！’ ）、
３・・・・自動利得制御回路（ＡＧＣ）、４゜５・・・
・同期検波回路、１０１・・・・Ａ／Ｄ変換器、１０２
．１０３−・・拳ローパスフィルタ（Ｌ Ｐ Ｆ ）、
１０４−・・・送信ボーレイト情報抽出部、１０５・−
・・位相比較回路、１０６＠・・・スタッフ／デ・ｒス
タッフ制御回路、１０７・・・・分周器、１０８・・拳
・初期設定回路 ２０１Ｑ・・−タイマー
Claims (1)
- （１）直交変調された受信信号を同期検波してベースバ
ンド信号を得、このベースバンド信号に含まれるボーレ
イト情報に基づいて所要とするクロックパルスを再生す
る直交変調方式モデムにおいて、前記ベースバンド信号
をディジタル化し、てアナログボーレイト情報をボーレ
イトの整数倍の速度でサンプリングしたものに相当する
ディジタルボーレイト情報を得る第１の手段と、この第
１の手段から得られた２個のディジタルボーレイト情報
間の位置変化量と前記２個のディジタルボーレイト情報
とに基づき演算処理を行ない変調タイミングに対する再
生クロックパルスの位相誤差を検出する第２の手段と、
この第２の手段の検出出力に基づき再生クロックパルス
を変調タイミングに同期させるべ（初期設定を行ない、
その後前記第１の手段から得られるディジタルボーレイ
ト情報に基づき再生クロックパルスを変調タイミングに
同期させる第３の手段とを備えたことを特徴とする直交
変調方式モデムにおけるタイミング再生方式。 （２１第２の手段は、第１の手段から得られた連続する
２個のディジタルボーレイト情報に基づき所定の処理動
作を行なうことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
記載の直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57122959A JPS5915352A (ja) | 1982-07-16 | 1982-07-16 | 直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57122959A JPS5915352A (ja) | 1982-07-16 | 1982-07-16 | 直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5915352A true JPS5915352A (ja) | 1984-01-26 |
Family
ID=14848856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57122959A Pending JPS5915352A (ja) | 1982-07-16 | 1982-07-16 | 直交変調方式モデムにおけるタイミング再生方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5915352A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01304120A (ja) * | 1988-02-16 | 1989-12-07 | General Electric Co <Ge> | ポリフェニレンエーテルから揮発性の不純物を除去する方法 |
| JPH02202918A (ja) * | 1988-12-29 | 1990-08-13 | General Electric Co <Ge> | ポリフエニレンエーテル又はポリフエニレンエーテル／スチレン樹脂組成物から揮発性物質を除去する改良方法 |
| JPH06114833A (ja) * | 1989-12-27 | 1994-04-26 | General Electric Co <Ge> | Ｐｐｏ：ｐｓブレンドから揮発性物質を除去する方法 |
-
1982
- 1982-07-16 JP JP57122959A patent/JPS5915352A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01304120A (ja) * | 1988-02-16 | 1989-12-07 | General Electric Co <Ge> | ポリフェニレンエーテルから揮発性の不純物を除去する方法 |
| JPH02202918A (ja) * | 1988-12-29 | 1990-08-13 | General Electric Co <Ge> | ポリフエニレンエーテル又はポリフエニレンエーテル／スチレン樹脂組成物から揮発性物質を除去する改良方法 |
| JPH06114833A (ja) * | 1989-12-27 | 1994-04-26 | General Electric Co <Ge> | Ｐｐｏ：ｐｓブレンドから揮発性物質を除去する方法 |
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