JPS5890855A - サンプリング位相同期回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 この発明は、ディジタル信号処理によるデータ復調装置
等において、受信アナログ信号をＡ／Ｄ変換回路でディ
ジタル信号化する際のフンプリング位相を受信アナログ
信号に同期させるためのナンデリンダ位相同期回路に関
する。

発明の技術的背景とその問題点 近年、音声帯域の電話回線を用いたｒ−！伝送モデム等
に見られるように、ナイキストのロールオフ％性１惰た
すべ（波形伝送を行ない、これに受＊ａでが−レイト（
シンがル伝送速度）て自動等化等のディジタル信号処理
演算を施す場合が多く見られるようになっている。この
ようにロールオフ・スペクトラムの重な夛を許す場合、
受信アナログ信号をＡ／Ｄ変換回路でディジタル信号化
する際、受信アナログ信号に同期した正しい位相てサン
プリングを行なわないと、その彼のディジタル信号処理
演算が安定に行なわれないことが指摘されている。この
ため、ム／Ｄｔ＃回路でのサンプリング位相を受信アナ
ログ信号に同期させる、サンプリング位相同期回路と呼
ばれるものが必要となる。

このようなサンプリング位相同期回路は、Ａ／Ｄ変換回
路を通して得られたディジタル信号から、サンプリング
位相誤差を検出し、それに基きナノ１．９フフ位相を制
御する構成を採る・第１図は従来一般に用いられている
、−一レイトの２倍の速度で信号処理を行なう形式のサ
ンプリング位相同期回路におけるフンプリング位相誤差
検出特性を示したもので、Ｔンプリング位相誤差ノψに
対する位相誤差信号の変化を表わしている。

この第１図の特性において、Δ９１　ｓｓｇ　−”−〜
−！−π２ 間の位相角２には一−レイト区間ＴＫ対応し、ｉがサン
プリング位相の安定点となるｏしかしながら、このよう
な特性では位相同期の初期に算でＫ）近くフン！りンダ
位相がずれていた場合には、サンプリング位相ｔ−πだ
けシフトする必要があるため、位相同期の初期引込みに
長時間を要するという問題がありた〇 発明の目的 この発明の目的は、位相同期の引込み時間を蝮縮できる
サンプリング位相同期回路を提供することである０ 発明の＃を畳 この発明は、フンプリング位相誤差検出回路を、サンプ
リング位相の安だ位相点を受信アナログ信号のが−レイ
ト区間の位相角２π間に豪数個形成する位相誤差信号を
生成するように構成したことを特徴としている＠ 発明の効果 この発明によれば、−−レイト区間の位相角２π間に存
在する。サンプリング位相の安定位相点の数をＮとして
、フンプリング位相の引込み時間を従来の１７ＮＫ短縮
できる〇 発明の実施例 鯖２図はこの発明の一実施例に係るサンプリング位相同
期回路の概略構成を示した亀ので、入力端子１１には例
えばデータ伝送モデムの受信部で得られ九ベースバンド
帯竣の受信アナログ信号１２が与えられる・この受信ア
ナログ信号１２Ｆｉ１／ｒ）Ｋ換回路ＩＪでサンゾリン
グツ９ルス１４によシサンプリングされ、ベースバンド
帯竣のディジタル信号１５に変換されて一ナンデリング
位相誤差検出回路１６に入力される０この検出回路１＃
はディジタル信号１５からム／Ｄ変換回路ＩＪでのサン
プリング位相誤差を検出し、位相誤差信号１７を出力す
る。この位相誤差信号１１はループフィルタ１８を介し
て発振回路１ｇに制御入力として与えられる。

発振（ロ）路１９からは前記サンプリングパルス１４が
出力されるとともに、サンプリング位相−差検出回路１
６へ基準壷号が萼えられるＯｔサンプンダ位相誤差検出
回路１６は受信アナログ信号１２のが−レイト周波数／
ｍｒ）１／２に通過域が設定されえ狭帯埴ディジタルフ
イルメｚ０と、乗算器２１と、通過域がが−レイト周波
数１ｍに設定された狭帯域ディジタルフィルタ２２と、
２つの位相比較回路２１．２４および乗算器２５によっ
て構成されている。ここで、位相比較回路２３．１４お
よび乗算器２５は広義の位相比較器を構成し、この位相
比較器とループフィルタ１８および発振回路１９はディ
ジタルＰＬＬを構成している。そして、フィルタ２２よ
シの出力に、発振回路１９からのが−レイト周波数！、
の基準信号が上記ディジタルＰＬＬによって位相同期し
たとき、発振回路１９内に含まれる可変分周回路が受信
アナログ信号１２に位相同期し良状態となシ、サンプリ
ング・ヤルス１４は受信アナログ信号１２に位相同期す
る。

次に、この実施例の動作を第３図、銅４図を用いて説明
する・今、フンプリング位相誤差検出回路ＩＩＩに第３
図（１）に示すようなｌ−レイト周波数ｆｍ　−ｔ／’
ｒの波形のナンデル値３１からなるデ（ジタル信号、１
５が入力されたとすると、通過域が７ｍ　／　２である
狭帯域ディジタルフィルタ２０の出力は Ｓ　＝ム鴎π／Ｉｔ（Ａ’＝±ｌ）　　　・・・（１）
となシ、乗算器２１から ８？　＝Ａ”　ａｍ２Ｋ　／ｓ　ｔ ＝Ａ２（１＋ｗ２π／ｍｔ）／２　　・・・（２）なる
信号が得られる。この信号Ｓ？はさらに通過域がｆｌで
ある狭帯域ディジタルフィルタ２２を通過して、第３１
伽）に示す ８２＝Ａ’（２）２πｆｍ　ｔ　　　　　　　　　・・
・（３）なる波形のサンプル値Ｓ２となり、位相比較回
路２２、．７４に入力される。一方、発振回路１ｇから
は基準信号として第３図（＠）　、　（ｄ）　Ｋ示す８
＝Ａ”ｍ（２Ｋ　ｆｍ　　ｔ　　十　Δ　ψ　）　　　
　　　　・・・（４）Ｓ＝Ａ”（２）（２Ｋｆｍ　を十
Δψ）　　　・・・（５）なる波形のサンプル値ｓ２．
３４が位相比較回路２　ｓ　＊　ｚ　４に与えられるＯ
従って、位相比較回路３３．２４からは、第４図に点線
および一点鎖線で示す ８ｓ＝　Ｂ　ｄａΔψ　　　　　　　　　　・（６）Ｓ
、：］３房Δψ　　　　　　　　　　　　　・・・（７
）なる信号が出力される。そして、これらの信号Ｓｓ、
Ｓ、が乗算器２５で乗ぜられて、第４図に東線で示す ８７にｓ５−５６ ＝Ｂ　１ｄｌΔ？／２　　　　　　　　　・・・（８）
なる信号が位相誤差信号１７として得られる。

この位相誤差信号１ｙ（８，）は、第４図８７のサンプ
リング位相誤差検出特性に示されるように、Δψ＝０．
Δψ＝πの点Ｐ１＊Ｐｚで零となる・従って、ディジタ
ルＰＬＬの作用によシプンｆ　ｊＪ　ンｌ”ｔ４ルス１
４の位相、っマシプンプリンダ位相はＰ、＃　Ｐ２に和
尚する２つの安ず位相点を有する◎すなわち、位相誤差
係号Ｊ　ｒ　（Ｓ、）はループフィルタ１８で雑音成分
を除去された後、発振回路１９に制御入力として加わシ
゛、その出力位相を制御する０その際、８．が正のとき
は出力位相を遅らせ、負のときは出力位相を進めるよう
に制御すれば、位相負帰還がかかる結果、゛ループはノ
ψ＝０ま九はＩｆ＝πの付近で安定状態となる＠ ここで、従来のすンプリンダ位相同期回路では、第２図
における位相比較回路７３．３４がなく、第１図に示し
たように（６）式Ｏ８４に和尚する位相誤差信号によっ
てサンプリング位相を制御していた。従って、初期のサ
ンプリング位相がノψ≦πの状態にあるとき、安定位相
点ノψ二π／２に達する壕で発振回路を？−レイトＴよ
）速い繰返しで動作させ、最大π（Ｔ／２）だけシフト
する必要があった０ これに対し、との冥施例によればノブ≦πのトキハノｆ
−πの点Ｐ２でサンプリング位相が安定化される・ま・
た、サンプリング位相の安定位相点はｌデ寓０，１９ｍ
π−であるＰ、　、　Ｐ２の２つ存在するため、最大位
相シフト量は従来のＫに対しπ／２となシル位相引込み
時間は半分に短縮される０ま九、信号８４の極性からサ
ンプリング位相が２つの位相安定点Ｐ１＊Ｐ２のどちら
に引込まれているかを判定することもできるので、どの
サンプル値が葦適すンデル餉であるかを容謳に識別可能
である。

第５図はこの発明の他の５Ｊ！施例を示した鴨ので、ｓ
Ｏはサンプリング位相誤差検出回路、５２はサンプリン
グ位相誤差信号５１の雑音成分抑圧回路、５３社基準ク
ロック５４を分周してサンプリングパルス１４を作成す
る可質分崗回路である・ サンプリング位相誤差検出回路５０は、ディジタルフィ
ルタ６０と、このディジタルフィルタ６０の出力に非線
形演算処理を施す演算回路１０とから構成される◎ディ
ジタルフィルタ６０は、例えば９００位相分割狭帯塚フ
ィルタであ）、その具体的な構成例を第６図に示す０第
６図において、６１ａ６５．６６．６１゜６８は係数乗
算器、６２は加（減）算器で構成される合成回路＃Ｊ、
ｔ４はｌ−Ｆンプル遅延のためのワードのメモリ、６９
は減算益である０６１〜６Ｃは２次の巡回形ディジタル
フィルタを構成してお夛、その伝達関数Ｆ　（Ｚ）はｂ
ｌｃｌｄを係数ノダラメータとして で与えられ、係数／ｆラメータの設計によって通過蛾が
任意に設定され得石ものである◇例えばこの２次巡回形
ディジメルフィルタを受信信号４２のが一レイトの２倍
の速度で動１作させれば、６　ｘｘ　Ｑ　、　ｄ≦１と
することによシｆｍ／２　（／藤：が一レイト周波数）
を通過域とする狭帯域フィルタが実現される■ （９）式を用いて第６図の２つの出力Ｘ、ｐ　Ｘｚを求
めると、 ！−２−″１・Ｆ　　　　　　　　　　　・・・（ト）
ｔ　九Ｘ、　Ｉ／ｉ係数乗算器１ｒ、６ａｏ保数値を１
／２とすると、 ＝１　ｚ″″１　　・　Ｆ　（Ｚ）　　−（ｚ−’−ｚ
）となる、　（１１式に２−・ｊｌ（但し、ｊ；−下。

＃はナンデリング周波数で規格化された位相角）を代入
して、Ｘ、＊　Ｘｚの周波数特性の違いをみると、 １　／　ｘ　１　＝−Ｊ　ｇｌａθ　　　　　　　　　
　・・・傭である・ここで、前記の２次巡回形ディジタ
ルフィルタは通過着が／ｍ／２、すなわち０＝±ｔ／２
に集中しているから、このようなフィルタの出力に対し
て（２）式の特性は９０°位相シフトフィルタ特性（ヒ
ルベルト質換特性）の良い近似になっていることがわか
る・従って、第６図の構成は９０’位相分割狭帯域フィ
ルタを実状しておシ、出力Ｘ、はＸ、に対して直交相関
停にある。なお１係数値１／２の理数乗算器６１．６８
は単なるビットシフトによって実現できるから、この丸
めの特別なハードウェアは不要である。

一般に、９００位相分割フイルメは入力に対しく１−ａ
ＢＺ　　　）　　　Ｃｍ　　し、　　鳳　＝　１　、２
　、　　ｊ−１＝　２．。

・・・Ｎ、　Ｚ−はｌ’Ｆンデル遅延のための２変換演
算子）で与えられる位相補正用の全通過フィルタを膜量
し、これらの各フィルタの出力を互いに９００位相が異
なるようノ臂うメータａ目を設計できることが知られて
いる。従って、第５図のディジタルフィルタ＃０として
用いられる９０’位相分割狭帯斌フィルタは、例えば／
ｉ／２を通過域とする狭帯域フィルタに、１紀全通過フ
ィルタを並列ＫＧけることによりても実現できる〇−万
１第５囚の演算回路１０は９０’位相分割狭１１ＨＩＲ
フィルタでＴｏゐディジタルフィルタ＃Ｏから与えられ
る直交２信号Ｘ１ｇ　Ｘｚに非線形演算処理を施すもの
であシ、具体的には例えば第７図に示すように３つの乗
算器１１〜ｒｓ、ｒｓと、減算器７４からなる。

次に、この実施例の動作を第り図＃第９図を用いて説明
する・＋、第５図のプン！リング位相誤差検出回路５０
に第８図（ａ）に示すような一−レイトＴ＝１／／ｍ尚
夛２つのサンプル＠ＩＩＩ。

８２からなるディジタル信号１５が入力されたとすると
、９０°位相分割狭帯埴フィルタであるディジタルフィ
ルタ＃０の出力に、 ｘ、＝Ａｃｍπ／ｘｉ（Ａ＝±１　）　　　　　　−６
９なる同相信号と、 ２２ｗｘ　Ａ―π／ａｔ（Ａ−±１）　　　　　　・Ｃ
１◆なる直交相信号とからなる直交２信号が得られる０
これら直交２信号ＸＩ　＊　Ｘｚは演算回路ｒｅに入力
され、乗算器１１で Ｘ　ｊ”　Ｘ　１”１２ Ａ２　　　　　　　　　　　　　＋＋ｔ　、。

−ｙｍ２πｆ■ｔ の乗算が行なわれ、第８６伽）の波形のサングル値８Ｊ
、＃４が得られる。また、乗算器ｒｚ。

１３および減算器７４によシ、 ２ ！　　”　Ｘ　　−！２ １ ＝ム（２）２ｗ：ｆ謬ｔ　　　　　　　　・・・α峠が
演算され、第８図（ｃ）の波形のサンゾル餉８５゜８６
が得られる・さらに、乗算器１５によシ５　　　　ｓ　
　　　４ ４ ｍ　７ｇｋ１４πｆ１　　　　　　　　・・・ａｉの乗
算が行なわれることによって、ｍＳ図（ｄ）に示す波形
の！ンデル値ｓ’ｒ、ｔｔｇからなる位相誤差信号５１
が得られる。この位相１差５１（ｘ５）の９７１ル＠Ｉ
　Ｆ　、　Ｊ　Ｊｌｉ、第８図（ａ）の！ンデル値ｓｘ
、ｚｚの最適フンプリンダ点からの位相ずれ、すなわち
ナンゾリング位相誤差をΔψとすると、第９図６）の曲
＠９１上に示されるような、幽２Δψに比例した一定値
となる〇従って、この位相誤差信号５１を低域通過ディ
ジタルフィルタ郷で構成される維音抑圧回路５２を介し
て可変分周回路５Ｓに制御入力として与えて、その分局
比を制御すれば、先の実施例と同様にサンプリング位相
を受信アナログ信号１２に同期させることができる〇 この場合、第９図（ａ）のテンプル値８７．＃＃の位相
はそれぞれ−π、０に引込まれるから、第８１伽）のサ
ンプル値８１０位相は最悪位相０．５Ｔ。

１．５？、２．５　Ｔ　、””ｅ、１　ｆｔｔ　７ｆｋ
＠　Ｊｉ　Ｊ　（Ｄ位相は最適位相Ｔ、２７．３Ｔ、・
・・でテンプルされることになる・これらのテンプル＠
ａｔ。

８２のどちらが最適位相のサンプル値であるかは、減算
器１４の出力、すなわち第８図（Ｃ）のフンデル値ａｓ
、ｍｓの極性から判別することができる。例えば第８　
＠（＊）の例では、正のサンプル値８６が最適位相とな
る。

また、演算量の低減のために、演舞回路ｉ。

の演算をｌ−レイ）Ｔ轟、４１回に間引くこともできる
◎すなわち、位相誤差信号５１として蒙８図（ｄ）の！
ンデル値８１を採用すると、これに対応する第８図（ａ
）のサンプル値８１ＦｉｉＩｋ悪位相に引込まれるが、
その場合減算器７４から＃８図（ｅ）のサンプル値８５
が出力され、これは位相引込み状態では負となる〇一方
、位相誤差信号５１として第８図（ｄ）のサンプル値８
８を採用すると、これに対応する第８図（ａ）のサンプ
ル値８２は最適位相となシ、またこれに対応する蒙８図
（ｅ）のフンデル値は正となる。このようにディジタル
フィルタ６０からが一しイトＴ当９２回ずつ出力される
サンプル値のうちのどちらを演算回路１０で採用しても
、サンプリング位相の安定位相点を２π間に２個形成す
ることができ、かつデンプル値ａ１．ａｚのうちどちら
が最適位相かを指定することができる〇 なお、第７図における乗Ｘ器１５は減算器７４の出力ｘ
４の極性によりて乗算器１１の出力！３の極性を切換え
て出方する極性切換回路あるいはＸ５・ｘ４の極性ビッ
トのみを入力とする排他的論理和（ＥＸ　−ＯＲ）回路
で置換えることも可能である。乗算器７５０代シに極性
切換回路。

ＥＸ−ＯＲ回路を用いた場合の位相製差検出特性はそれ
ぞれ第９１伽）　、　（＠）の９２．９１のようになシ
％第９１１（ａ）の９１と同様、２π間に２個の安定位
相点を形成するものとなる０乗算器１５０代プにＥＸ−
ＯＲ＠路を用いる場合、館７図の乗算器１１もＥＸ−Ｏ
Ｒ回路に置換えることが可能である０ この発明はその他種々変形して実施が可能であシ、例え
ば１１ｇ５図のディジタルフィルタＣＯとして９０°位
相分割狭帯域フィルタの形ｍｔ−直接採ることなく、ナ
ン！リング位相誤差検出回路５０に先の冥施例と同様の
機能を持たしめることが可能であることは、ディジタル
信号処理技術の特質から明らかである。１１ｇ１Ｏ図は
サン１９フフ位相誤差検出回路５０の他の構成例を示し
たもので、ディジタルフィルタ６ｏは第６図に示した９
０’位相分割狭帯域ディジタルフィルタの構成要素の一
部をなす２次巡回型ディゾタルフィルタのみによって構
成されている。すなわち、１ｏ１．１０！ｉ＊１０６は
係数乗ｊＩ器。

１０２は合成回路、１０３．１０４はワードメモリであ
る。一方、演算回路７ｏはワードメモリ１０１．１０８
と、乗算器１０９．１１０１１１３．１１５と、減算器
１１１と、線形重み加算を行なう合成回路１１２．１１
４とからなっている。

前述したように、信号ｘ５Ｆｉ直交２信号Ｘ１＋ｘ２の
乗算によって得ることができるから、ａＣ式よシ ｘｓ　＝１．’Ｘ２　＝杏Ｆ２ｇ）　Ｚ−’　（Ｚ−’
−１）＝閂（Ｈ，り）−Ｈ２Ｃ））　　・・嘲ここで、 Ｈ，Ｃｉｎ　＝　Ｚ−Ｆ（２）−Ｚ　　Ｆ（２）　　　
　　　　　　−（ＩＩｕ、ｇ）＝　Ｆｇ）　−ｚ−’　
−ｐｇ）　　　　　　　　　−ｅｌ）で与えられ今。α
唾、（至）式中のＦ１２）　、　Ｚ−’Ｆ■）。

Ｚ−２ＦｃＺ）ｔ−ｊそれぞれ蒙１０１／中の”２１　
ｅ　”１１　”２２に対応するから、これらを乗算器１
０９．１１０で互いに乗算し、その結果を減算器１１１
で減算することによ）、（ロ）式に示した信号Ｘ、が得
られる。また、（ロ）式から ２ Ｘ　　””　Ｘ　　　Ｈ２ １ ＝　（ｚ−’ｖｃｚ、）〕２−　（−！−＜ｚ−２−１
）　Ｆ（Ｚｌ　）２＝Ｈ，（Ｚ）・Ｈ４１’）　　　　
　　　　　　、、、（２□）ここで、 Ｈ，ｇ）＝−−感）＋ｚ−’陶十’・ｚ−２ＦＣ２：）
　　　　・（２２）２ Ｈ４（Ｚ）ｑ−ｍ）＋Ｚ−’座）−４−Ｚ−２ＦＣｉ？
）　　　−（２３）で与えられる。従りて、合成回路Ｊ
ＪＪ、ＪＪ４を用いて（２２）　、　（ＺＪ）式の演算
を行ない、その結果を（１７）式のように乗算器１１Ｂ
で乗じれに、信号ｘ４が得られる０そして、減算器１１
１から得られる信号Ｘ、と、乗算器１１Ｂから得られる
信号ｘ４とを乗算器１１５で乗じることによって、位相
誤差信号ｘ５が得られることになる。なお、第１０１に
の乗算９１１５は第７図の乗算器７５と同様、極性切換
回路やｌＸ−０Ｒ回路等に置換えることも可能である。

第１１図はこの発明をＰＭｊ直交ＡＭ。

ＡＭ−ＰＭ等の変調方式の直交変調信号に適用した場合
のサンプリング位相誤差検出回路の構成例を示している
。端子１２１．１２２には受信アナログ信号をａ／Ｄ変
換回路を通して得た直交ディジタル信号が入力され、こ
れらはそれぞれ第６図、第７図あるいは第１０図に示し
たと同様の構成のディジタルフィルタ１２３，１２４お
よび演算回路１２５，１２６を介して）α→。

６１式に示し九信号Ｘ５　ａ　Ｈ４の互いに直交し九成
分となって出力され、これがさらに加算器１２７゜１２
８でＸ、どうし、Ｈ４どうしそれぞれ加算され、さらに
これらの加算結果が乗算器１５で乗ぜられることによっ
て、位相誤差信号Ｘ５が得られる・ このように、直交変調信号に対しては、端子ＪＪＪ、Ｊ
ＪＪに入力される直交ディジタル信号のいずれか一方に
のみ情報が乗っている場合があるため、直、交ディジタ
ル信号の両方を用いて位相誤差信号を得るように、すン
プリング位相誤差検出（ロ）路を構成すればよい。

以上の説明では、−一レイト区間の位相角２π間にテン
プリング位相の安定位相点を２個形成したが、一般に 一２１Ｂ＃−１Ｍｋｎｏ”ａｌ）θ’　　　　　−（２
４）ａｍ２　ｒｒ　ｅ　＝ｏａｓ　ｒｒθ−−１θ　　
　　　−（２５）なる関係を用いれば、２π間に２！１
個の安？位相点を形成することが可能であり、さらにボ
ーレイト区間内のサンデリング点を多くした場合、それ
らのうちのどのフンプリング値が最適位相であるかをル
定することもできる・ また、実施例では受信アナログ信号をベースバンド帯域
でフンプリングしたが、ノｆスノマンド帯域でサンプリ
ングし死後、復調回ｉ２１を通してヘ−スパント帯域の
ディジタル信号を得て、サンプリング位相誤差検出回路
に入力してもよいＯさらにパスバンド帯域の信号に直接
この発明のテンプリング位相同期回路を適用することも
勿論可能である０

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のサンプリンダＣ位相同期回Ｑ”ｔ」ｒ。 ム１ におけるサンプリング位相誤差検出特性を示す図、１１
ｇ２図はこの発明の同実施例に係るサンシリンダ位相同
期回路の構成図、ｔｌＫ３図は同実施例の動作を説明す
るためのタイムチャート、第４図は同じくＶンプリング
位相誤差検出特性を示す図、纂５図はこの発明の他の！
ｌ！施例に併るサンシリンダ位相同期回路の概略構成図
、早６図は同実施例におけるディジタルフィルタの具体
的構成例を示す図、第７図は同じく演算回路の具体的構
成例を示す図、ｗＪＢ図は同実施例の動作を説明するた
めのタイムチャート、第９図（ａ）〜（ｅ）　ｔ′ｉ同
じくサンプリング位相誤差検出特性を示す図、第１θ図
はｗ、５図の実施例におけるディジタルフィルタおよび
演算回路の他の構成例を示す図゛、第１１図はこの発明
のさらに別の実施例におけるフンデリング位相−差検出
回路の構成図である◎ １１・・・受信アナログ信号入力端子、１３・・・ム／
Ｄｆ換回路、１＃・・・サンプリング位相誤差検出回路
、１８・・・低域通過ディジタルフィルタ、１９・・・
発振回路、ｘ　ｏ　ｅ　Ｚ　！・・・狭帯域ディノタル
フィルタ、２１・・・乗算器、２３．２４・・・位相比
１１１回路、５０・・・サンプリング位相誤差検出回路
、５２・・・雑音抑圧回路、６０　、１１３，１２４−
ｒ４シタルア　４　ｋｌ　、７０　、１２５．７２６　
”’演算回路ｅ 出動人代理人　弁理士　鈴　江　武　彦第１図 第２図 ・１６ ４ ｊ１４図 第５図 ＠　６　図 第７図 第ε図 第９図 第１０図 「 ＝ 第１１図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信アナログ信号をＡ／Ｄ変換回路を通して得ら
   れ九ｆ４ジタル信号から、前記Ａ／Ｄ変換回路における
   ！ンデリンダ位相の誤差を示す位相誤差信号を生成する
   フンプリング位相誤差検出回路を有し、上記位相誤差信
   号に基き前記テンプ９フフ位相を前記受信アナログ信号
   に同期すゐように一制御するフンプリング位相同期回路
   において、前記フンプリング位相誤差検出回路は前記テ
   ンプ９フフ位相の安定位相点を前記受信アナログ信号の
   ｍ−レイト区間の位相角２に間に複数個形成する位相誤
   差信号を生成することを特徴とす、１１テン！リング位
   相同期（ロ）路０
2. （２）サンプリング位相誤差検出回路は、実質的に前記
   ディジタル信号を直交２信号に変換し、このぼ交２信号
   に非線形演算処理を施すことによ〕、位相誤差信号を形
   成するものであることを特徴とする特許請求の範Ｈ第１
   項記載のフンプリング位相同期回路。