JPH0621982A - Ｇｍｓｋ信号復調方法及びその装置 - Google Patents
Ｇｍｓｋ信号復調方法及びその装置Info
- Publication number
- JPH0621982A JPH0621982A JP3127959A JP12795991A JPH0621982A JP H0621982 A JPH0621982 A JP H0621982A JP 3127959 A JP3127959 A JP 3127959A JP 12795991 A JP12795991 A JP 12795991A JP H0621982 A JPH0621982 A JP H0621982A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- component
- data
- signal
- gmsk
- offset error
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 54
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims abstract description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 13
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 34
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 15
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 claims description 15
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 12
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 12
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 9
- 230000006870 function Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 3
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 3
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 238000005316 response function Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L23/00—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00
- H04L23/02—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00 adapted for orthogonal signalling
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/008—Compensating DC offsets
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/005—Analog to digital conversion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0046—Open loops
Abstract
(57)【要約】
【目的】デイジタル演算処理によりオフセツトエラーを
補償することを可能とし、伝送されるＧＭＳＫ信号に重
畳されたクロツクパルスを復元することなくＧＭＳＫ信
号を正確に復調することを目的とする。 【構成】帯域通過濾波器１０、第１、第２混合器２０，
２１、局部発振器３０、及び位相遅延器４０により、受
信されたＧＭＳＫ変調信号を基底帯域に遷移させ、Ｉ成
分及びＱ成分受信信号に分離し、第１、第２低域濾波器
５０，５１及び第１、第２置換器で更に量子化して２値
符号化する。オフセツトエラー検出部９２でスロツト区
間及びオフセツトエラー量を検出し、位相同期化部９３
でこのエラーをメモリ９１に格納されている基準波形デ
ータと比較して補償する。ソフトウエア決定部９４及び
ＧＭＳＫ復調データ検出部９５でこの補償済みデータを
積分し、積分結果によりＩ成分Ｑ成分復調データを決定
してＧＭＳＫ復調を行なう。
補償することを可能とし、伝送されるＧＭＳＫ信号に重
畳されたクロツクパルスを復元することなくＧＭＳＫ信
号を正確に復調することを目的とする。 【構成】帯域通過濾波器１０、第１、第２混合器２０，
２１、局部発振器３０、及び位相遅延器４０により、受
信されたＧＭＳＫ変調信号を基底帯域に遷移させ、Ｉ成
分及びＱ成分受信信号に分離し、第１、第２低域濾波器
５０，５１及び第１、第２置換器で更に量子化して２値
符号化する。オフセツトエラー検出部９２でスロツト区
間及びオフセツトエラー量を検出し、位相同期化部９３
でこのエラーをメモリ９１に格納されている基準波形デ
ータと比較して補償する。ソフトウエア決定部９４及び
ＧＭＳＫ復調データ検出部９５でこの補償済みデータを
積分し、積分結果によりＩ成分Ｑ成分復調データを決定
してＧＭＳＫ復調を行なう。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＧＭＳＫ信号復調方法及
びその装置に関し、例えば、デイジタル変調・復調技
術、特にＧＭＳＫ（Gaussian Filtered Minimum Shift
Keying）方式で変調された信号を復調する方法及びその
装置に関するものである。
びその装置に関し、例えば、デイジタル変調・復調技
術、特にＧＭＳＫ（Gaussian Filtered Minimum Shift
Keying）方式で変調された信号を復調する方法及びその
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に、ＧＭＳＫ方式はデイジタルデー
タ（Digital Data）を伝送するための直交変調（Quadra
ture Modulation ）方式の一種であり、この方式により
変調された信号は、包絡線性質、及び帯域制限した比較
的狭帯域幅で利用できることにより限定された周波数資
源を効率的に使用するに有利である。
タ（Digital Data）を伝送するための直交変調（Quadra
ture Modulation ）方式の一種であり、この方式により
変調された信号は、包絡線性質、及び帯域制限した比較
的狭帯域幅で利用できることにより限定された周波数資
源を効率的に使用するに有利である。
【０００３】従つて、ＧＭＳＫ変・復調方式は移動無線
通信機器用の変・復調装置に適しており、最近、移動通
信機器のデイジタル化が急速に進行するにつれ、最も有
望な移動通信方式として注目されてきている。一般的
に、ＧＭＳＫ方式の変調過程では、送信ベースバンドフ
イルタにガウス形低域通過濾波器（ガウスフイルタ）を
用い、一周期のパルス入力に対してガウス形低域通過濾
波器の応答特性が一周期以上の応答時間を有するよう構
成することにより、前後シンボルデータに影響を与える
シンボル間の干渉現象が激しく生ずる。
通信機器用の変・復調装置に適しており、最近、移動通
信機器のデイジタル化が急速に進行するにつれ、最も有
望な移動通信方式として注目されてきている。一般的
に、ＧＭＳＫ方式の変調過程では、送信ベースバンドフ
イルタにガウス形低域通過濾波器（ガウスフイルタ）を
用い、一周期のパルス入力に対してガウス形低域通過濾
波器の応答特性が一周期以上の応答時間を有するよう構
成することにより、前後シンボルデータに影響を与える
シンボル間の干渉現象が激しく生ずる。
【０００４】このため、ＧＭＳＫ復調装置においては、
自装置内に使用される局部発振器の局部発振信号を別の
方式のデイジタル復調器の場合と同様に、変調側で使用
した搬送波発振信号と位相及び周波数を一致させなけれ
ば伝送されたデータを正確に復調出来ない。従来のＧＭ
ＳＫ復調装置は、変調側で使用した搬送波発振周波数と
同じ局部発振信号を発生するために、搬送波発振周波数
の位相及び周波数を検出する回路として帰還回路を含む
ＰＬＬ回路（Phase Locked Loop 回路）を使用する。
自装置内に使用される局部発振器の局部発振信号を別の
方式のデイジタル復調器の場合と同様に、変調側で使用
した搬送波発振信号と位相及び周波数を一致させなけれ
ば伝送されたデータを正確に復調出来ない。従来のＧＭ
ＳＫ復調装置は、変調側で使用した搬送波発振周波数と
同じ局部発振信号を発生するために、搬送波発振周波数
の位相及び周波数を検出する回路として帰還回路を含む
ＰＬＬ回路（Phase Locked Loop 回路）を使用する。
【０００５】このようにアナログ方式の帰還回路を含む
ＧＭＳＫ復調装置の場合、システム全体の制御にかなり
の精密度が要求され、構成回路も複雑で小型化しにくい
問題があつた。前述した問題を有する従来のＧＭＳＫ復
調装置を、図８を参照して以下説明する。
ＧＭＳＫ復調装置の場合、システム全体の制御にかなり
の精密度が要求され、構成回路も複雑で小型化しにくい
問題があつた。前述した問題を有する従来のＧＭＳＫ復
調装置を、図８を参照して以下説明する。
【０００６】図８は従来のＧＭＳＫ復調装置の構成を示
すブロツク図である。図８において、第１混合器１０
は、第１位相遅延器４０を通じて流入される略π／２位
相遅延された第１局部発振器３０の出力信号と、入力端
子５を通じて流入される受信変調信号を混合して、基底
帯域のＱ成分受信信号を生成する。第２混合器１１は、
第１局部発振器３０の出力信号と、入力端子５を通じて
流入される受信変調信号を混合して基底帯域のＩ成分受
信信号を発生する。
すブロツク図である。図８において、第１混合器１０
は、第１位相遅延器４０を通じて流入される略π／２位
相遅延された第１局部発振器３０の出力信号と、入力端
子５を通じて流入される受信変調信号を混合して、基底
帯域のＱ成分受信信号を生成する。第２混合器１１は、
第１局部発振器３０の出力信号と、入力端子５を通じて
流入される受信変調信号を混合して基底帯域のＩ成分受
信信号を発生する。
【０００７】クロツク復元回路２０は、入力端子５を通
じて流入される受信変調信号よりデータ伝送速度と同一
周波数のクロツクパルス列を復元する。第１、第２低域
通過濾波器５０，５１は、それぞれ基底帯域のＱ及びＩ
成分受信信号をフイルタリングして高周波雑音を除去す
る。第１、第２置換器６０，６１は、それぞれクロツク
復元回路２０で復元されたクロツクパルス列に合わせて
フイルタリングされ高周波雑音の除去された基底帯域の
Ｑ成分及びＩ成分の各受信信号を“１”または“０”の
論理状態を有するデイジタルデータに変換する。加算器
６２は、第１、第２置換器６０，６１で生成されるＱ及
びＩ成分の受信データを加算して、変調される前の本来
のデイジタルデータに復調する。
じて流入される受信変調信号よりデータ伝送速度と同一
周波数のクロツクパルス列を復元する。第１、第２低域
通過濾波器５０，５１は、それぞれ基底帯域のＱ及びＩ
成分受信信号をフイルタリングして高周波雑音を除去す
る。第１、第２置換器６０，６１は、それぞれクロツク
復元回路２０で復元されたクロツクパルス列に合わせて
フイルタリングされ高周波雑音の除去された基底帯域の
Ｑ成分及びＩ成分の各受信信号を“１”または“０”の
論理状態を有するデイジタルデータに変換する。加算器
６２は、第１、第２置換器６０，６１で生成されるＱ及
びＩ成分の受信データを加算して、変調される前の本来
のデイジタルデータに復調する。
【０００８】また、ループ濾波器であるヂユアルポート
メモリ７０、第３、第４混合器１２，１３及び第２位相
遅延器４１は帰還ループ回路として局部発振器３０の出
力の位相及び周波数を調節することになる。
メモリ７０、第３、第４混合器１２，１３及び第２位相
遅延器４１は帰還ループ回路として局部発振器３０の出
力の位相及び周波数を調節することになる。
【０００９】
【発明が解決しようとしている課題】しかしながら、図
８に示したように、従来のＧＭＳＫ復調装置はアナログ
方式の帰還ループ回路を含み、またクロツク復元回路２
０を含んで第１、第２置換器６０，６１を制御しなけれ
ばならず、回路具現に困難さがあり、回路を小型化して
ワンチツプ（one chip）化するのに適したものではなか
つた。
８に示したように、従来のＧＭＳＫ復調装置はアナログ
方式の帰還ループ回路を含み、またクロツク復元回路２
０を含んで第１、第２置換器６０，６１を制御しなけれ
ばならず、回路具現に困難さがあり、回路を小型化して
ワンチツプ（one chip）化するのに適したものではなか
つた。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は上述の課題を解
決することを目的として成されたもので、具体的には回
路構成を簡素化し、装置の小型化及び電力消耗が省ける
ＧＭＳＫ信号復調方法及びその装置を提供することを目
的として成されたものである。前述した目的を達成する
ために、本発明は以下の構成を備える。
決することを目的として成されたもので、具体的には回
路構成を簡素化し、装置の小型化及び電力消耗が省ける
ＧＭＳＫ信号復調方法及びその装置を提供することを目
的として成されたものである。前述した目的を達成する
ために、本発明は以下の構成を備える。
【００１１】即ち、受信されたＧＭＳＫ信号を基底帯域
に遷移させＩ成分及びＱ成分受信信号に分離する周波数
変換手段と、該周波数変換手段で分離した基底帯域のＩ
成分及びＱ成分受信信号を所定周期で量子化し、該量子
化したＩ成分及びＱ成分受信信号を符号化してＩ成分及
びＱ成分受信データを生成するＡ−Ｄ変換手段と、基準
波形に対する基準波形データと前記Ａ−Ｄ変換手段で発
生したＩ成分及びＱ成分受信データとの相関関係を検査
してスロツト区間及びオフセツトエラー量を検出するオ
フセツトエラー検出手段と、該オフセツトエラー検出手
段で検出されたスロツト区間情報及びオフセツトエラー
量によりＩ成分及びＱ成分スロツトデータを選択し、該
選択Ｉ成分及びＱ成分スロツトデータのオフセツトエラ
ーを補償する位相同期化手段と、該位相同期化手段で補
償されたＩ成分及びＱ成分スロツトデータのうち所定数
のデータを積分し、積分された結果に応じてＩ成分及び
Ｑ成分復調データを決定する決定手段とを備える。
に遷移させＩ成分及びＱ成分受信信号に分離する周波数
変換手段と、該周波数変換手段で分離した基底帯域のＩ
成分及びＱ成分受信信号を所定周期で量子化し、該量子
化したＩ成分及びＱ成分受信信号を符号化してＩ成分及
びＱ成分受信データを生成するＡ−Ｄ変換手段と、基準
波形に対する基準波形データと前記Ａ−Ｄ変換手段で発
生したＩ成分及びＱ成分受信データとの相関関係を検査
してスロツト区間及びオフセツトエラー量を検出するオ
フセツトエラー検出手段と、該オフセツトエラー検出手
段で検出されたスロツト区間情報及びオフセツトエラー
量によりＩ成分及びＱ成分スロツトデータを選択し、該
選択Ｉ成分及びＱ成分スロツトデータのオフセツトエラ
ーを補償する位相同期化手段と、該位相同期化手段で補
償されたＩ成分及びＱ成分スロツトデータのうち所定数
のデータを積分し、積分された結果に応じてＩ成分及び
Ｑ成分復調データを決定する決定手段とを備える。
【００１２】そして、例えば前記Ａ−Ｄ変換手段の量子
化周期はデータビツト周期の１／４の周期とする。
化周期はデータビツト周期の１／４の周期とする。
【００１３】
【作用】以上の構成において、アナログ方式の帰還ルー
プ回路を使用せず、デイジタル演算処理によりオフセツ
トエラーを補償することのできるＧＭＳＫ信号復調方法
及びその装置を提供できる。
プ回路を使用せず、デイジタル演算処理によりオフセツ
トエラーを補償することのできるＧＭＳＫ信号復調方法
及びその装置を提供できる。
【００１４】
【実施例】以下、添付した図面を参照して本発明に係る
一実施例を詳細に説明する。まず、本実施例のデイジタ
ル復調方法及び装置を説明する前に、ＧＭＳＫ方式を説
明する。伝送しようとするＭＲＺ信号をｒｅｃｔ（ｔ／
Ｔ）とすれば、 で表わすことができ、この信号のＧＭＳＫ方式への変調
信号ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ）＝（２Ｅｃ／Ｔ）1/2 ・ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ＋φ（ｔ）＋φ0 …（２） 但し、Ｅｃ＝伝送されるデータビツト当たりエネルギ ｆ0 ＝搬送周波数 φ0 ＝任意の瞬間位相 である。
一実施例を詳細に説明する。まず、本実施例のデイジタ
ル復調方法及び装置を説明する前に、ＧＭＳＫ方式を説
明する。伝送しようとするＭＲＺ信号をｒｅｃｔ（ｔ／
Ｔ）とすれば、 で表わすことができ、この信号のＧＭＳＫ方式への変調
信号ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ）＝（２Ｅｃ／Ｔ）1/2 ・ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ＋φ（ｔ）＋φ0 …（２） 但し、Ｅｃ＝伝送されるデータビツト当たりエネルギ ｆ0 ＝搬送周波数 φ0 ＝任意の瞬間位相 である。
【００１５】（２）式を三角函数変換すれば ｘ（ｔ）＝（２Ｅｃ／Ｔ）1/2 ・ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ＋φ（ｔ）＋φ0 ） ＝（２Ｅｃ／Ｔ）1/2 ｛２πｆ0 ｔ＋φ0 ）ｃｏｓφ（ｔ）− ｓｉｎ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）ｓｉｎφ（ｔ）｝ …（３） 上記式において、ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）成分及び
ｓｉｎ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）成分は、搬送周波数端数ｆ
0 に関する項であり、ｃｏｓφ（ｔ）信号成分とｓｉｎ
φ（ｔ）信号成分が搬送波にのせられたのち復調器で再
び基底帯域におりるようになるので、ｆ0 は単純な搬送
波としての役割のみ果たす成分である。ｃｏｓ（２πｆ
0 ｔ＋φ0 ）におけるφ0 値は、変調器での毎回新たに
変調をかける際のＮＲＺ信号の各変調毎の変調を行ない
始めた瞬間に毎回変わる値であり、各変調毎のそれぞれ
に対する任意の瞬間位相値を示すことになる。
ｓｉｎ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）成分は、搬送周波数端数ｆ
0 に関する項であり、ｃｏｓφ（ｔ）信号成分とｓｉｎ
φ（ｔ）信号成分が搬送波にのせられたのち復調器で再
び基底帯域におりるようになるので、ｆ0 は単純な搬送
波としての役割のみ果たす成分である。ｃｏｓ（２πｆ
0 ｔ＋φ0 ）におけるφ0 値は、変調器での毎回新たに
変調をかける際のＮＲＺ信号の各変調毎の変調を行ない
始めた瞬間に毎回変わる値であり、各変調毎のそれぞれ
に対する任意の瞬間位相値を示すことになる。
【００１６】即ち、ｔ＝ｔ1 の瞬間の瞬間位相値φ1
と、ｔ＝ｔ2 の瞬間の瞬間位相値φ2とが異なるので、
ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ1 ＋φ1 ）値とｃｏｓ（２πｆ0 ｔ
2 ＋φ 2 ）値も異なることになる。この二項は全て搬送
波に関する項であるため、実際に伝送されるＧＭＳＫ変
調に対する情報は、位相一致信号情報であるｃｏｓφ
（ｔ）信号と直交位相信号情報であるｓｉｎφ（ｔ）信
号を含む情報である。
と、ｔ＝ｔ2 の瞬間の瞬間位相値φ2とが異なるので、
ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ1 ＋φ1 ）値とｃｏｓ（２πｆ0 ｔ
2 ＋φ 2 ）値も異なることになる。この二項は全て搬送
波に関する項であるため、実際に伝送されるＧＭＳＫ変
調に対する情報は、位相一致信号情報であるｃｏｓφ
（ｔ）信号と直交位相信号情報であるｓｉｎφ（ｔ）信
号を含む情報である。
【００１７】従つて、基底帯域での復調信号Ｕ（ｔ）を
次のように定義する。 Ｕ（ｔ）＝ｃｏｓφ（ｔ）＋ｊｓｉｎφ（ｔ） このＵ（ｔ）を用いれば（３）式は次のように示せる。
次のように定義する。 Ｕ（ｔ）＝ｃｏｓφ（ｔ）＋ｊｓｉｎφ（ｔ） このＵ（ｔ）を用いれば（３）式は次のように示せる。
【００１８】
【数１】
【００１９】ここで、Ｒｅ｛・・｝は右側数式の実数部
のみ取ることを意味する。
のみ取ることを意味する。
【００２０】ＧＭＳＫ変調信号の有する信号情報である
ｃｏｓφ（ｔ）＋ｊｓｉｎφ（ｔ）において、φ（ｔ）
は次のような値を有するように変調器で変調される。
ｃｏｓφ（ｔ）＋ｊｓｉｎφ（ｔ）において、φ（ｔ）
は次のような値を有するように変調器で変調される。
【００２１】
【数２】
【００２２】（４）式において、ｈは変調指数であり、
ＧＭＳＫの場合は１／２である。
ＧＭＳＫの場合は１／２である。
【００２３】αｉは（１）式より定義される入力ＮＲＺ
パルスを意味する。（４）式において、ｇ（ｔ）は次の
通りである。 ｇ（ｔ）＝ｈ（ｔ）＊ｒｅｃｔ（ｔ／Ｔ） …（５） （５）式において、＊はたたみこみ（convolution ）演
算を意味する。また、ｈ（ｔ）は変調に用いられるガウ
ス形低域通過濾波器のインパルス応答函数であり、次の
通りである。
パルスを意味する。（４）式において、ｇ（ｔ）は次の
通りである。 ｇ（ｔ）＝ｈ（ｔ）＊ｒｅｃｔ（ｔ／Ｔ） …（５） （５）式において、＊はたたみこみ（convolution ）演
算を意味する。また、ｈ（ｔ）は変調に用いられるガウ
ス形低域通過濾波器のインパルス応答函数であり、次の
通りである。
【００２４】 ｈ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ2 ／２σ2 Ｔ2 ）／（２πσＴ） …（６） （６）式で、σ＝｛１ｎ（２）｝1/2 ／２πＢＴ …（７） （７）式で、Ｂはガウス形低域通過濾波器の３ｄＢ帯域
幅を、Ｔは伝送されるデイジタルデータ入力信号の入力
周期を意味する。変調されたＧＭＳＫ信号の位相一致信
号成分ｃｏｓφ（ｔ）値は、φ（ｔ）値を計算する過程
における式（４）より明らかなように、ｔ＝−∞のデー
タ入力時点からｔ＝ｔ−ｉＴの現在データが入力される
瞬間まで連続的に積分を行うものであるため、ｔ＝ｔ0
の瞬間での積分値は常に以前の積分値を含んでいる。こ
の結果、φ（ｔ）の値は不連続点のない連続函数値とし
て得られる。
幅を、Ｔは伝送されるデイジタルデータ入力信号の入力
周期を意味する。変調されたＧＭＳＫ信号の位相一致信
号成分ｃｏｓφ（ｔ）値は、φ（ｔ）値を計算する過程
における式（４）より明らかなように、ｔ＝−∞のデー
タ入力時点からｔ＝ｔ−ｉＴの現在データが入力される
瞬間まで連続的に積分を行うものであるため、ｔ＝ｔ0
の瞬間での積分値は常に以前の積分値を含んでいる。こ
の結果、φ（ｔ）の値は不連続点のない連続函数値とし
て得られる。
【００２５】即ち、ｔ1 ＜ｔ2 の場合に対して
【００２６】
【数３】
【００２７】で表わすことができ、常に以前の値を覚え
ているので連続された函数値が得られることになる。
ているので連続された函数値が得られることになる。
【００２８】このようにして、（７）式に示すガウス形
低域通過濾波器の３ｄＢ帯域幅と信号の伝送周期である
Ｔ値の積であるＢＴ値により、（５）式に示す結果パル
スが変換されることになる。即ち、ガウス形低域通過濾
波器に１Ｔ時間の間入力されたＮＲＺパルスに対する濾
波器の応答時間は、１Ｔ〜９Ｔまでに１Ｔより長い時間
を有しており、現在の入力ＮＲＺデータに対する位相積
分値φ（ｔ）には以前のビツトによる影響が含まれてい
ることになる。
低域通過濾波器の３ｄＢ帯域幅と信号の伝送周期である
Ｔ値の積であるＢＴ値により、（５）式に示す結果パル
スが変換されることになる。即ち、ガウス形低域通過濾
波器に１Ｔ時間の間入力されたＮＲＺパルスに対する濾
波器の応答時間は、１Ｔ〜９Ｔまでに１Ｔより長い時間
を有しており、現在の入力ＮＲＺデータに対する位相積
分値φ（ｔ）には以前のビツトによる影響が含まれてい
ることになる。
【００２９】同様に、現在の入力データには、以後のビ
ツトの位相積分値に影響を与えるシンボル間の干渉現象
が生じており、受信機の信号を復元する過程中でこのシ
ンボル間の干渉による影響は十分考慮されるべきであ
る。以上の過程を通じて変調された信号は、時分割方式
の伝送成分を通じて一定した形態で伝送される。
ツトの位相積分値に影響を与えるシンボル間の干渉現象
が生じており、受信機の信号を復元する過程中でこのシ
ンボル間の干渉による影響は十分考慮されるべきであ
る。以上の過程を通じて変調された信号は、時分割方式
の伝送成分を通じて一定した形態で伝送される。
【００３０】以上の変調方式で伝送される場合におい
て、以下に説明する本実施例の伝送方式であるＴＤＭＡ
（Time Division Multiple Access ）方式を用いるＧＳ
Ｍ（Group Special Mobile）システムのフレーム構造
は、１フレーム当たり８個のタイムスロツトを有してい
る。このタイムスロツトの種類としては４個（Normal,S
ynchronization,FrequencyCorrection,Random Access
）のバースト（Burst ）があり、各バーストの中間に
トレーニングシーケンス（Training Sequence ）が位置
する。このトレーニングシーケンスを一般にミツドアン
ブル（mid-amble ）というが、受信側ではミツドアンブ
ルから同期及び等化に必要とする重要な情報を抽出す
る。
て、以下に説明する本実施例の伝送方式であるＴＤＭＡ
（Time Division Multiple Access ）方式を用いるＧＳ
Ｍ（Group Special Mobile）システムのフレーム構造
は、１フレーム当たり８個のタイムスロツトを有してい
る。このタイムスロツトの種類としては４個（Normal,S
ynchronization,FrequencyCorrection,Random Access
）のバースト（Burst ）があり、各バーストの中間に
トレーニングシーケンス（Training Sequence ）が位置
する。このトレーニングシーケンスを一般にミツドアン
ブル（mid-amble ）というが、受信側ではミツドアンブ
ルから同期及び等化に必要とする重要な情報を抽出す
る。
【００３１】本実施例では、上記ミツドアンブルに対す
る標準変調波形をあらかじめメモリ装置に記憶させてお
き、受信信号と相関函数を計算して生成した該当部分と
記憶してあるミツトアンブル信号との相関関係を検査す
ることにより正確に同期を合わせる。図１は本発明に係
る一実施例のＧＭＳＫ信号復調装置を示すブロツク構成
図である。
る標準変調波形をあらかじめメモリ装置に記憶させてお
き、受信信号と相関函数を計算して生成した該当部分と
記憶してあるミツトアンブル信号との相関関係を検査す
ることにより正確に同期を合わせる。図１は本発明に係
る一実施例のＧＭＳＫ信号復調装置を示すブロツク構成
図である。
【００３２】同図において、入力端子５は、不図示の受
信されるＧＭＳＫ信号を流入するための同調器や周波数
変換器に接続されている。また、入力端子５は、帯域通
過濾波器１０の入力端子に接続されている。帯域通過濾
波器１０の出力端子は、第１、第２混合器２０，２１の
第１入力端子と結合されている。局部発振器３０の出力
端子は、位相遅延器４０の入力端子及び第１混合器２０
の第２入力端子と結合されている。位相遅延器４０の出
力端子は、第２混合器２１の第２入力端子に接続されて
いる。第１混合器２０の出力端子は、第１低域通過濾波
器５０の入力端子に接続されている。
信されるＧＭＳＫ信号を流入するための同調器や周波数
変換器に接続されている。また、入力端子５は、帯域通
過濾波器１０の入力端子に接続されている。帯域通過濾
波器１０の出力端子は、第１、第２混合器２０，２１の
第１入力端子と結合されている。局部発振器３０の出力
端子は、位相遅延器４０の入力端子及び第１混合器２０
の第２入力端子と結合されている。位相遅延器４０の出
力端子は、第２混合器２１の第２入力端子に接続されて
いる。第１混合器２０の出力端子は、第１低域通過濾波
器５０の入力端子に接続されている。
【００３３】第１低域通過濾波器５０の出力端子は、第
１Ａ−Ｄ変換器（第１置換器）６０の入力端子に接続さ
れている。第１Ａ−Ｄ変換器６０の出力端子は、デユア
ルポートメモリ７０の第１入力端子に接続されている。
第２混合器２１の出力端子は、第２低域通過濾波器５１
の入力端子に接続されている。第２低域通過濾波器５１
の出力端子は、第２Ａ−Ｄ変換器（第２置換器）６１の
入力端子に接続されている。第２Ａ−Ｄ変換器６１の出
力端子は、デユアルポートメモリ７０の第２入力端子に
接続されている。デユアルポートメモリ７０の第１、第
２出力端子は、位相同期化部９３の第１、第２入力端子
及びオフセツトエラー検出器９２の第１、第２入力端子
と結合されている。メモリ９１の第１、第２出力端子
は、オフセツトエラー検出器９２の第３，４入力端子と
結合されている。
１Ａ−Ｄ変換器（第１置換器）６０の入力端子に接続さ
れている。第１Ａ−Ｄ変換器６０の出力端子は、デユア
ルポートメモリ７０の第１入力端子に接続されている。
第２混合器２１の出力端子は、第２低域通過濾波器５１
の入力端子に接続されている。第２低域通過濾波器５１
の出力端子は、第２Ａ−Ｄ変換器（第２置換器）６１の
入力端子に接続されている。第２Ａ−Ｄ変換器６１の出
力端子は、デユアルポートメモリ７０の第２入力端子に
接続されている。デユアルポートメモリ７０の第１、第
２出力端子は、位相同期化部９３の第１、第２入力端子
及びオフセツトエラー検出器９２の第１、第２入力端子
と結合されている。メモリ９１の第１、第２出力端子
は、オフセツトエラー検出器９２の第３，４入力端子と
結合されている。
【００３４】オフセツトエラー検出器９２の第１、第２
出力端子は、位相同期化部９３の第３、第４入力端子と
接続されている。位相同期化部９３の第１、第２出力端
子は、ソフトウエア決定部９４の第１、第２入力端子と
接続されている。ソフトウエア決定部９４の第１、第２
出力端子は、ＧＭＳＫ復調データ検出部９５の第１、第
２入力端子に接続されている。ＧＭＳＫ復調データ検出
部９５の出力端子は、出力端子１５に接続されている。
出力端子１５はデイジタルデータ処理器に接続される。
出力端子は、位相同期化部９３の第３、第４入力端子と
接続されている。位相同期化部９３の第１、第２出力端
子は、ソフトウエア決定部９４の第１、第２入力端子と
接続されている。ソフトウエア決定部９４の第１、第２
出力端子は、ＧＭＳＫ復調データ検出部９５の第１、第
２入力端子に接続されている。ＧＭＳＫ復調データ検出
部９５の出力端子は、出力端子１５に接続されている。
出力端子１５はデイジタルデータ処理器に接続される。
【００３５】また、クロツク発生器８０の出力端子は、
第１、第２Ａ−Ｄ変換器６０，６１の制御端子及びデユ
アルポートメモリ７０の制御端子と結合されている。以
上の構成を備える本実施例の復調方法を以下に説明す
る。変調側でＧＭＳＫ変調され送信成分を通じて伝送さ
れた信号は復調装置の帯域濾波器１０を通じて受信され
る。
第１、第２Ａ−Ｄ変換器６０，６１の制御端子及びデユ
アルポートメモリ７０の制御端子と結合されている。以
上の構成を備える本実施例の復調方法を以下に説明す
る。変調側でＧＭＳＫ変調され送信成分を通じて伝送さ
れた信号は復調装置の帯域濾波器１０を通じて受信され
る。
【００３６】この時、受信信号は受信端で伝送され信号
であつて、
であつて、
【００３７】
【数４】
【００３８】の実数部である。即ち、
【００３９】
【数５】
【００４０】 ＝Ｒｅ｛［ｃｏｓφ（ｔ）＋ｊｓｉｎφ（ｔ）］ ・［ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）］＋ｊｓｉｎ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）］｝ ＝ｃｏｓ（２φｆ0 ｔ＋φ0 ）ｃｏｓφ（ｔ） −ｓｉｎ（２πｆ0 ｔ＋φ0 ）ｓｉｎφ（ｔ） …（８） である。
【００４１】混合器２０，２１は、上記（８）式で表わ
せる帯域濾波器１０よりの受信信号が入力されると、受
信信号を基底帯域に遷移させるために局部搬送波ｆ0 を
乗算することになる。即ち、受信信号
せる帯域濾波器１０よりの受信信号が入力されると、受
信信号を基底帯域に遷移させるために局部搬送波ｆ0 を
乗算することになる。即ち、受信信号
【００４２】
【数６】
【００４３】に対して
【００４４】
【数７】
【００４５】を乗算する。
【００４６】
【数８】
【００４７】この時のφ1 は、受信局部の搬送波がかけ
られる任意瞬間位相値である。上記（９）式における、
られる任意瞬間位相値である。上記（９）式における、
【００４８】
【数９】
【００４９】は搬送波の第２高調波であり、その後に低
域通過濾波器５０，５１を通過させれば、伝送された状
ｃｏｓφ（ｔ）とｓｉｎφ（ｔ）が求められる。
域通過濾波器５０，５１を通過させれば、伝送された状
ｃｏｓφ（ｔ）とｓｉｎφ（ｔ）が求められる。
【００５０】即ち、第２高調波が低域通過濾波器５０，
５１で除去され
５１で除去され
【００５１】
【数１０】
【００５２】値を得る。結局、伝送された情報に対し
て、
て、
【００５３】
【数１１】
【００５４】程度の歪曲された信号が受信されることに
なる。このようにして受信された信号は、デイジタル方
式で処理するために、第１、第２Ａ−Ｄ変換器６０，６
１によりサンプリング論理に従いＴ／４周期でサンプリ
ングされ８ビツトの対応するデジタルデータに量子化さ
れる。そしてデユアルポートメモリ７１に貯蔵される。
従つて、クロツク発生器８０の送信側のビツト伝送速度
の４倍の周波数を有するクロツクパルス列を発生するこ
とになる。
なる。このようにして受信された信号は、デイジタル方
式で処理するために、第１、第２Ａ−Ｄ変換器６０，６
１によりサンプリング論理に従いＴ／４周期でサンプリ
ングされ８ビツトの対応するデジタルデータに量子化さ
れる。そしてデユアルポートメモリ７１に貯蔵される。
従つて、クロツク発生器８０の送信側のビツト伝送速度
の４倍の周波数を有するクロツクパルス列を発生するこ
とになる。
【００５５】移動体通信の場合においては、受信信号に
は上記歪曲信号以外にもドツプラー現象（Doppler effe
ct）及び多重経路現象によるフエーデイング（fading）
成分等の実際成分で常に存するガウス形付加雑音成分が
含まれている。上述した位相遅延器４０は、この位相一
致（In-phase）成分信号と、π／２の位相差を有する位
相直交（Quadrature phase）成分信号を分離するための
ものである。
は上記歪曲信号以外にもドツプラー現象（Doppler effe
ct）及び多重経路現象によるフエーデイング（fading）
成分等の実際成分で常に存するガウス形付加雑音成分が
含まれている。上述した位相遅延器４０は、この位相一
致（In-phase）成分信号と、π／２の位相差を有する位
相直交（Quadrature phase）成分信号を分離するための
ものである。
【００５６】一方、メモリ９１に貯蔵されたミツドアン
ブル基準波形は、変調器の変調結果波形と同一の変調波
形であり、Ｉ成分及びＱ成分信号として予め記憶されて
いる。即ち、一定した長さの２進ミツドアンブルデータ
列を、上記（３）〜（７）式を用いてＧＭＳＫ変調し、
この変調結果のＩ成分及びＱ成分をそれぞれデータビツ
ト周期の１／４周期でサンプリングして記憶させたもの
である。
ブル基準波形は、変調器の変調結果波形と同一の変調波
形であり、Ｉ成分及びＱ成分信号として予め記憶されて
いる。即ち、一定した長さの２進ミツドアンブルデータ
列を、上記（３）〜（７）式を用いてＧＭＳＫ変調し、
この変調結果のＩ成分及びＱ成分をそれぞれデータビツ
ト周期の１／４周期でサンプリングして記憶させたもの
である。
【００５７】オフセツトエラー検出器９２は、受信デイ
ジタルデータｒ（ｔ）が貯蔵されたデユアルポートメモ
リ７０と、基準波形が貯蔵されたメモリ９１とを反復的
にアクセスしてスロツトデータ区間に対する情報とオフ
セツトエラー値を算出する。この作動を詳細に説明すれ
ば次の通りである。まず、オフセツトエラー検出器９２
は、受信された信号ｒ（ｔ）全体に対して次式に従い１
次の相関函数値Ｒ′ｒｍ（τ）を計算する。
ジタルデータｒ（ｔ）が貯蔵されたデユアルポートメモ
リ７０と、基準波形が貯蔵されたメモリ９１とを反復的
にアクセスしてスロツトデータ区間に対する情報とオフ
セツトエラー値を算出する。この作動を詳細に説明すれ
ば次の通りである。まず、オフセツトエラー検出器９２
は、受信された信号ｒ（ｔ）全体に対して次式に従い１
次の相関函数値Ｒ′ｒｍ（τ）を計算する。
【００５８】
【数１２】
【００５９】ここで、Ｉは積分区間を意味し、ｍ＊
（τ）ｍ（τ）の共役複素数を意味する。
（τ）ｍ（τ）の共役複素数を意味する。
【００６０】全体ｒ（ｔ）に対する相関函数値が計算さ
れれば、オフセツトエラー検出器９２は、次式で表わせ
る相関函数値の大きさＰ（ｔ） Ｐ（ｔ）＝｛ＲI ｒｍ（ｔ）2 ＋ＲQ ｒｍ（ｔ）2 ｝1/2 の値のうち、Ｐ（ｔ）値が一番大きい瞬間ｔｐを検索す
る。このＰ（ｔ）値を検索する過程として、Ｒ′ｒｍ
（τ）値を計算する毎に以前値と比較して検索すること
もある。
れれば、オフセツトエラー検出器９２は、次式で表わせ
る相関函数値の大きさＰ（ｔ） Ｐ（ｔ）＝｛ＲI ｒｍ（ｔ）2 ＋ＲQ ｒｍ（ｔ）2 ｝1/2 の値のうち、Ｐ（ｔ）値が一番大きい瞬間ｔｐを検索す
る。このＰ（ｔ）値を検索する過程として、Ｒ′ｒｍ
（τ）値を計算する毎に以前値と比較して検索すること
もある。
【００６１】１次相関函数の計算の結果検索されたＰ
（ｔ）値が一番大きい瞬間ｔｐに基づいて、このｔｐ前
後の一定範囲の受信信号ｒ′（ｔ）のみを抽出して、２
次相関函数Ｒ″ｒｍ（τ）値を計算する。即ち、１次計
算の時は基準信号波形の中央部分の一定長さのみを使
い、２次計算の時は基準信号波形全体を使用することに
なる。これは、ｒ（ｔ）に混じつている基準信号波形の
両側境界部分が、シンボル間の干渉現象により前後デー
タ形態により変えられるため、この影響を軽減するため
である。
（ｔ）値が一番大きい瞬間ｔｐに基づいて、このｔｐ前
後の一定範囲の受信信号ｒ′（ｔ）のみを抽出して、２
次相関函数Ｒ″ｒｍ（τ）値を計算する。即ち、１次計
算の時は基準信号波形の中央部分の一定長さのみを使
い、２次計算の時は基準信号波形全体を使用することに
なる。これは、ｒ（ｔ）に混じつている基準信号波形の
両側境界部分が、シンボル間の干渉現象により前後デー
タ形態により変えられるため、この影響を軽減するため
である。
【００６２】１次相関函数計算と同様に、２次相関函数
の計算の結果検索されたＰ（ｔ）値が一番大きい瞬間、
即ちスロツトデータ区間情報ｔｐを検索する。このスロ
ツトデータ区間情報ｔｐにおける局部搬送波のオフセツ
トエラー値、即ちオフセツトエラー値φ0 を、次式によ
り算出する。 位相同期化部９３は、オフセツトエラー検出器９２で算
出されたスロツトデータ区間情報ｔｐ、及びオフセツト
エラー値φ0 により、デユアルポートメモリ７０に格納
した受信データのうちのスロツトデータを選択して読出
し、この読出したスロツトデータのＩ成分及びＱ成分ス
ロツトデータの位相を同期させる。
の計算の結果検索されたＰ（ｔ）値が一番大きい瞬間、
即ちスロツトデータ区間情報ｔｐを検索する。このスロ
ツトデータ区間情報ｔｐにおける局部搬送波のオフセツ
トエラー値、即ちオフセツトエラー値φ0 を、次式によ
り算出する。 位相同期化部９３は、オフセツトエラー検出器９２で算
出されたスロツトデータ区間情報ｔｐ、及びオフセツト
エラー値φ0 により、デユアルポートメモリ７０に格納
した受信データのうちのスロツトデータを選択して読出
し、この読出したスロツトデータのＩ成分及びＱ成分ス
ロツトデータの位相を同期させる。
【００６３】この動作をより詳しく説明すれば、位相同
期化部９３は上記スロツトデータ区間情報ｔｐを中心と
して、前後所定数の受信データを流入し、流入した受信
データをオフセツトエラー値と乗算して同期化されたＩ
成分及びＱ成分のスロツトデータを生成することにな
る。この時、同期化されたスロツトデータＷ（ｔ）は
期化部９３は上記スロツトデータ区間情報ｔｐを中心と
して、前後所定数の受信データを流入し、流入した受信
データをオフセツトエラー値と乗算して同期化されたＩ
成分及びＱ成分のスロツトデータを生成することにな
る。この時、同期化されたスロツトデータＷ（ｔ）は
【００６４】
【数１３】
【００６５】により算出される。
【００６６】ソフトウエア決定部９４は、同期化された
Ｉ成分及びＱ成分スロツトデータＷ（ｔ）のうち、ビツ
ト伝送速度の２倍周期に該当する受信データ（即ち、８
個の受信データ）を積分し、積分した結果値が基準値
（０）より大きいか否かを検査して２個のビツトデータ
をすべて“１”または“０”に２値化し、２値化したＩ
成分及びＱ成分のビツト復調データを順次に発生する。
Ｉ成分及びＱ成分スロツトデータＷ（ｔ）のうち、ビツ
ト伝送速度の２倍周期に該当する受信データ（即ち、８
個の受信データ）を積分し、積分した結果値が基準値
（０）より大きいか否かを検査して２個のビツトデータ
をすべて“１”または“０”に２値化し、２値化したＩ
成分及びＱ成分のビツト復調データを順次に発生する。
【００６７】また、ＧＭＳＫ復調データ検出部９５は、
ソフトウエア決定部９４で２値化されたＩ成分及びＱ成
分復調データを、排他的論理和演算してＧＭＳＫ復調デ
ータに変換して出力する。ＧＭＳＫ復調データ検出部９
５で検出されたＧＭＳＫ復調データは、出力端子１５を
通じて以後の処理回路に出力される。
ソフトウエア決定部９４で２値化されたＩ成分及びＱ成
分復調データを、排他的論理和演算してＧＭＳＫ復調デ
ータに変換して出力する。ＧＭＳＫ復調データ検出部９
５で検出されたＧＭＳＫ復調データは、出力端子１５を
通じて以後の処理回路に出力される。
【００６８】なお、本実施例においては、図１に示す各
構成のうち、メモリ９１、オフセツトエラー検出器９
２、位相同期化部９３、ソフトウエア決定部９４及びＧ
ＭＳＫ復調データ検出部９５の各構成は、全てデイジタ
ルデータを処理すればたりる構成であり、ＤＳＰ（Digi
tal Signal Processor）で構成することができる。この
図１のメモリ９１、オフセツトエラー検出部９２、位相
同期化部９３、ソフトウエア決定部９４及びＧＭＳＫ復
調データ検出部９５をＤＳＰで構成した場合におけるＧ
ＭＳＫ信号復調方法を流れ図で示したのが図２〜図６で
ある。
構成のうち、メモリ９１、オフセツトエラー検出器９
２、位相同期化部９３、ソフトウエア決定部９４及びＧ
ＭＳＫ復調データ検出部９５の各構成は、全てデイジタ
ルデータを処理すればたりる構成であり、ＤＳＰ（Digi
tal Signal Processor）で構成することができる。この
図１のメモリ９１、オフセツトエラー検出部９２、位相
同期化部９３、ソフトウエア決定部９４及びＧＭＳＫ復
調データ検出部９５をＤＳＰで構成した場合におけるＧ
ＭＳＫ信号復調方法を流れ図で示したのが図２〜図６で
ある。
【００６９】図２〜図６において、図２のステツプ３０
１が周波数変換過程に該当し、ステツプ３０２がＡ−Ｄ
変換過程に該当する。また、図２のステツプ３０３から
図４のステツプ３２４までがオフセツトエラー検出過程
に該当する。図４の図５のステツプ３２５からステツプ
３４５までが決定過程（ソフトウエア決定過程）に該当
し、図５のステツプ３４６から図６のステツプ３５６ま
でがＧＭＳＫ復調データ検出過程に該当する。
１が周波数変換過程に該当し、ステツプ３０２がＡ−Ｄ
変換過程に該当する。また、図２のステツプ３０３から
図４のステツプ３２４までがオフセツトエラー検出過程
に該当する。図４の図５のステツプ３２５からステツプ
３４５までが決定過程（ソフトウエア決定過程）に該当
し、図５のステツプ３４６から図６のステツプ３５６ま
でがＧＭＳＫ復調データ検出過程に該当する。
【００７０】図７は図２〜図６に示したＧＭＳＫ復調処
理を行うためのＧＭＳＫ復調装置のブロツク構成図であ
る。図７においては、上述した図１におけるメモリ９
１、オフセツトエラー検出部９２、位相同期化部９３、
ソフトウエア決定部９４及びＧＭＳＫ復調データ検出９
５の代わりにＤＳＰ９０が設けられた構成である。他の
構成については図１と同様であるため同一番号を付して
ある。
理を行うためのＧＭＳＫ復調装置のブロツク構成図であ
る。図７においては、上述した図１におけるメモリ９
１、オフセツトエラー検出部９２、位相同期化部９３、
ソフトウエア決定部９４及びＧＭＳＫ復調データ検出９
５の代わりにＤＳＰ９０が設けられた構成である。他の
構成については図１と同様であるため同一番号を付して
ある。
【００７１】図７に示すＤＳＰ９０は、プロセツサ、作
業用ＲＡＭ、図２〜図７に示す手順プログラムを記憶す
るプログラムＲＯＭ、基準波形データが貯蔵されたＲＯ
Ｍ、及びレジスタが内蔵されている。以上のＤＳＰを備
える図７の構成におけるＧＭＳＫ復調方法を、図２〜図
６のフローチヤートに従つて詳細に説明する。
業用ＲＡＭ、図２〜図７に示す手順プログラムを記憶す
るプログラムＲＯＭ、基準波形データが貯蔵されたＲＯ
Ｍ、及びレジスタが内蔵されている。以上のＤＳＰを備
える図７の構成におけるＧＭＳＫ復調方法を、図２〜図
６のフローチヤートに従つて詳細に説明する。
【００７２】第１混合器２０は帯域通過濾波器１０を通
じて流入される受信されたＧＭＳＫ変調信号を、局部発
振器３０の出力である局部搬送波ｆ0 と混合して基底帯
域に遷移させ、Ｉ成分を分離する。一方、第２混合器２
１は帯域通過濾波器１０を通じて流入される受信された
ＧＭＳＫ信号を、位相遅延器４０を通じて流入される位
相遅延された局部搬送波ｆ0 と混合して、基底帯域に遷
移させＱ成分信号を分離する。この時のＩ成分及びＱ成
分信号には、オフセツトエラーが存在することになる
（ステツプ３０１）。
じて流入される受信されたＧＭＳＫ変調信号を、局部発
振器３０の出力である局部搬送波ｆ0 と混合して基底帯
域に遷移させ、Ｉ成分を分離する。一方、第２混合器２
１は帯域通過濾波器１０を通じて流入される受信された
ＧＭＳＫ信号を、位相遅延器４０を通じて流入される位
相遅延された局部搬送波ｆ0 と混合して、基底帯域に遷
移させＱ成分信号を分離する。この時のＩ成分及びＱ成
分信号には、オフセツトエラーが存在することになる
（ステツプ３０１）。
【００７３】第１Ａ−Ｄ変換器（第１置換器）６０は、
クロツク発生器８０から印加されるクロツクパルス列に
より第１低域通過濾波器５０を通じて流入されるＩ成分
信号をビツト伝送速度１／４倍の周期（即ち、受信され
たＧＭＳＫ信号周期Ｔの１／４倍の周期）で量子化し、
量子化されたＩ成分信号を符号化して８ビツトデイジタ
ルＩ成分信号に変換する。また、第２Ａ−Ｄ変換器（第
２置換器）６１もクロツク発生器８０から印加されるク
ロツクパルス列により第２低域通過濾波器５１を通じて
流入されるＱ成分信号を、ビツト伝送速度の１／４倍の
周期で量子化し、量子化されたＱ成分信号を符号化して
８ビツトのデイジタルＱ成分信号に変換する（ステツプ
３０２）。
クロツク発生器８０から印加されるクロツクパルス列に
より第１低域通過濾波器５０を通じて流入されるＩ成分
信号をビツト伝送速度１／４倍の周期（即ち、受信され
たＧＭＳＫ信号周期Ｔの１／４倍の周期）で量子化し、
量子化されたＩ成分信号を符号化して８ビツトデイジタ
ルＩ成分信号に変換する。また、第２Ａ−Ｄ変換器（第
２置換器）６１もクロツク発生器８０から印加されるク
ロツクパルス列により第２低域通過濾波器５１を通じて
流入されるＱ成分信号を、ビツト伝送速度の１／４倍の
周期で量子化し、量子化されたＱ成分信号を符号化して
８ビツトのデイジタルＱ成分信号に変換する（ステツプ
３０２）。
【００７４】デユアルポートメモリ７０は、第１、第２
Ａ−Ｄ変換器６０，６１で発生されるデイジタルＩ成分
信号及びデイジタルＱ成分信号を貯蔵（記憶）する（ス
テツプ３０３）。デユアルポートメモリのメモリ容量
は、少なくとも１スロツトデータ（１５６シンボルデー
タ×４＝６２４語データ）分のデイジタルＩ成分信号及
びＱ成分信号を貯蔵し得る容量とすべきである。
Ａ−Ｄ変換器６０，６１で発生されるデイジタルＩ成分
信号及びデイジタルＱ成分信号を貯蔵（記憶）する（ス
テツプ３０３）。デユアルポートメモリのメモリ容量
は、少なくとも１スロツトデータ（１５６シンボルデー
タ×４＝６２４語データ）分のデイジタルＩ成分信号及
びＱ成分信号を貯蔵し得る容量とすべきである。
【００７５】ＤＳＰ９０は、デユアルポートメモリ７０
より貯蔵データを読出し、内蔵作業用ＲＡＭに格納する
（ステツプ３０４）。そしてデータの演算中にオーバー
フロー（over flow ）が発生することを防止するため
に、作業用ＲＡＭに貯蔵されたデイジタルＩ成分及びＱ
成分信号を３ビツトダウンスケーリングする（ステツプ
３０５）。
より貯蔵データを読出し、内蔵作業用ＲＡＭに格納する
（ステツプ３０４）。そしてデータの演算中にオーバー
フロー（over flow ）が発生することを防止するため
に、作業用ＲＡＭに貯蔵されたデイジタルＩ成分及びＱ
成分信号を３ビツトダウンスケーリングする（ステツプ
３０５）。
【００７６】ＤＳＰ９０は、ダウンスケーリングされた
デイジタルＩ成分及びＱ成分信号を自体内の作業用ＲＡ
Ｍに貯蔵する（ステツプ３０６）。ステツプ３０６後、
ＤＳＰ９０は内蔵ＲＯＭに記録されたＩ成分及びＱ成分
信号に対する基準ミツドアンブルである基準波形データ
ｍ（ｎ）＝ｍ（ｎ）＋ｊｍ（ｎ）を読み出し、内蔵作業
用ＲＡＭに貯蔵する（ステツプ３０７）。
デイジタルＩ成分及びＱ成分信号を自体内の作業用ＲＡ
Ｍに貯蔵する（ステツプ３０６）。ステツプ３０６後、
ＤＳＰ９０は内蔵ＲＯＭに記録されたＩ成分及びＱ成分
信号に対する基準ミツドアンブルである基準波形データ
ｍ（ｎ）＝ｍ（ｎ）＋ｊｍ（ｎ）を読み出し、内蔵作業
用ＲＡＭに貯蔵する（ステツプ３０７）。
【００７７】ステツプ３０７後、ＤＳＰ９０はデータ演
算過程中におけるオーバーフローの発生を防止するため
に、基準波形データを３ビツトダウンスケーリングして
内蔵作業用ＲＡＭに再び貯蔵する（ステツプ３０８）。
ステツプ３０８後、ＤＳＰ９０は内蔵する受信されたＧ
ＭＳＫ信号周期内のオーバーサンプリング数カウンタ、
及び受信されたＧＭＳＫ信号周期カウンタを初期化する
（ステツプ３０９）。
算過程中におけるオーバーフローの発生を防止するため
に、基準波形データを３ビツトダウンスケーリングして
内蔵作業用ＲＡＭに再び貯蔵する（ステツプ３０８）。
ステツプ３０８後、ＤＳＰ９０は内蔵する受信されたＧ
ＭＳＫ信号周期内のオーバーサンプリング数カウンタ、
及び受信されたＧＭＳＫ信号周期カウンタを初期化する
（ステツプ３０９）。
【００７８】ステツプ３０９後、ＤＳＰ９０は一番目の
ＧＭＳＫ信号周期の一番目サンプリングされたデイジタ
ルＩ成分及びＱ成分信号と、基準波形データｍ（ｎ）＝
ｍ（ｎ）＋ｊｍ（ｎ）との相関函数値ＲI ｒｍ［４×ｊ
＋ｉ］及びＲQ ｒｍ［４×ｊ＋ｉ］を演算する（図３ス
テツプ３１０）。ステツプ３１０後、ＤＳＰ９０は一番
目ＧＭＳＫ信号周期の一番目サンプリングされたデイジ
タルＩ成分及びＱ成分信号に対する相関函数値ＲI ｒｍ
［４×ｊ＋ｉ］及びＲQ ｒｍ［４×ｊ＋ｉ］を、内蔵作
業用ＲＡＭ上に貯蔵する（ステツプ３１１）。
ＧＭＳＫ信号周期の一番目サンプリングされたデイジタ
ルＩ成分及びＱ成分信号と、基準波形データｍ（ｎ）＝
ｍ（ｎ）＋ｊｍ（ｎ）との相関函数値ＲI ｒｍ［４×ｊ
＋ｉ］及びＲQ ｒｍ［４×ｊ＋ｉ］を演算する（図３ス
テツプ３１０）。ステツプ３１０後、ＤＳＰ９０は一番
目ＧＭＳＫ信号周期の一番目サンプリングされたデイジ
タルＩ成分及びＱ成分信号に対する相関函数値ＲI ｒｍ
［４×ｊ＋ｉ］及びＲQ ｒｍ［４×ｊ＋ｉ］を、内蔵作
業用ＲＡＭ上に貯蔵する（ステツプ３１１）。
【００７９】ステツプ３１１後、ＤＳＰ９０は内蔵ＧＭ
ＳＫ信号周期カウンタの値ｊが“１０２”より大きいか
等しいか（小さいか否か）を調べる（ステツプ３１
２）。ステツプ３１２で、ＧＭＳＫ周期カウンタの値ｊ
が“１０２”より小さい場合にはステツプ３１３に進
み、ＤＳＰ９０はＧＭＳＫ周期カウンタの値ｊを１つカ
ウントアツプした後、ステツプ３１０に戻る。ここで、
“１０２”は、｛（１スロツトデータビツト数）−（ミ
ツドアンブルのデータビツト数）＋１｝より求められた
数である。
ＳＫ信号周期カウンタの値ｊが“１０２”より大きいか
等しいか（小さいか否か）を調べる（ステツプ３１
２）。ステツプ３１２で、ＧＭＳＫ周期カウンタの値ｊ
が“１０２”より小さい場合にはステツプ３１３に進
み、ＤＳＰ９０はＧＭＳＫ周期カウンタの値ｊを１つカ
ウントアツプした後、ステツプ３１０に戻る。ここで、
“１０２”は、｛（１スロツトデータビツト数）−（ミ
ツドアンブルのデータビツト数）＋１｝より求められた
数である。
【００８０】一方、ステツプ３１２で、ＧＭＳＫ周期カ
ウンタの値ｊが“１０２”と大きいか等しい場合にはス
テツプ３１４に進み、ＤＳＰ９０は内蔵オーバーサンプ
リング数カウンタの値ｉが“４”より大きいか等しいか
（小さいか）を調べる。ステツプ３１４でオーバーサン
プリング数カウンタの値ｉが“４”より小さい場合、Ｄ
ＳＰ９０はオーバーサンプリング数カウンタの値ｉを１
つカウントアツプしてステツプ３１０に戻る。
ウンタの値ｊが“１０２”と大きいか等しい場合にはス
テツプ３１４に進み、ＤＳＰ９０は内蔵オーバーサンプ
リング数カウンタの値ｉが“４”より大きいか等しいか
（小さいか）を調べる。ステツプ３１４でオーバーサン
プリング数カウンタの値ｉが“４”より小さい場合、Ｄ
ＳＰ９０はオーバーサンプリング数カウンタの値ｉを１
つカウントアツプしてステツプ３１０に戻る。
【００８１】一方、ステツプ３１４でオーバーサンプリ
ング数カウンタの値ｉが“４”より大きいか等しい場合
にはステツプ３１６に進み、ＤＳＰ９０は内蔵相関係数
演算回数カウンタの値ｋを初期化する。ステツプ３１６
後、ＤＳＰ９０は内蔵作業用ＲＡＭ上に貯蔵されたデイ
ジタルＩ成分及びＱ成分信号に対する一番目相関函数Ｒ
I ｒｍ［４×ｌ＋１］とＲQ ｒｍ［４×ｌ＋１］を加算
して一番目相関係数ｃｏｒｒ（ｋ）＝ＲI ｒｍ［４×ｌ
＋１］＋ＲQ ｒｍ［４×ｌ＋１］を演算する（ステツプ
３１７）。
ング数カウンタの値ｉが“４”より大きいか等しい場合
にはステツプ３１６に進み、ＤＳＰ９０は内蔵相関係数
演算回数カウンタの値ｋを初期化する。ステツプ３１６
後、ＤＳＰ９０は内蔵作業用ＲＡＭ上に貯蔵されたデイ
ジタルＩ成分及びＱ成分信号に対する一番目相関函数Ｒ
I ｒｍ［４×ｌ＋１］とＲQ ｒｍ［４×ｌ＋１］を加算
して一番目相関係数ｃｏｒｒ（ｋ）＝ＲI ｒｍ［４×ｌ
＋１］＋ＲQ ｒｍ［４×ｌ＋１］を演算する（ステツプ
３１７）。
【００８２】ステツプ３１７後、ＤＳＰ９０は相関係数
演算回数カウンタの値ｋが“４１２”より大きいか等し
いかを調べる（ステツプ３１８）。ステツプ３１８で相
関係数演算回数カウンタの値ｋが“４１２”より小さい
場合にはステツプ３１９に進み、ＤＳＰ９０は相関係数
演算回数カウンタの値ｋを１つカウントアツプしてステ
ツプ３１７に戻る。
演算回数カウンタの値ｋが“４１２”より大きいか等し
いかを調べる（ステツプ３１８）。ステツプ３１８で相
関係数演算回数カウンタの値ｋが“４１２”より小さい
場合にはステツプ３１９に進み、ＤＳＰ９０は相関係数
演算回数カウンタの値ｋを１つカウントアツプしてステ
ツプ３１７に戻る。
【００８３】一方、ステツプ３１８で相関係数カウンタ
の値ｋが４１２より大きいか等しい場合にはステツプ３
２０に進み、ＤＳＰ９０は演算された４１２個の相関係
数ｃｏｒｒ［ｋ］のうち最大値を有する相関係数を探
す。ステツプ３２０後、ＤＳＰ９０は最大値の相関係数
に該当するデイジタルＩ成分及びＱ成分信号の番号（即
ち、スロツトデータ区間情報）ｔｐを探す（ステツプ３
２１）。
の値ｋが４１２より大きいか等しい場合にはステツプ３
２０に進み、ＤＳＰ９０は演算された４１２個の相関係
数ｃｏｒｒ［ｋ］のうち最大値を有する相関係数を探
す。ステツプ３２０後、ＤＳＰ９０は最大値の相関係数
に該当するデイジタルＩ成分及びＱ成分信号の番号（即
ち、スロツトデータ区間情報）ｔｐを探す（ステツプ３
２１）。
【００８４】ステツプ３２１後、ＤＳＰ９０はスロツト
データ区間情報ｔｐを中心とした所定範囲である前後所
定個数のデイジタルＩ成分及びＱ成分信号を選択して、
１５６個よりなる４組のデイジタルＩ成分及びＱ成分信
号を決定する（ステツプ３２２）。ステツプ３２２後、
ＤＳＰ９０はスロツトデータ区間情報ｔｐでのデイジタ
ルＩ成分信号に対する相関函数ＲQ ｒｍ（ｔｐ）を、ス
ロツトデータ区間情報ｔｐでのデイジタルＱ成分信号に
対する相関函数ＲI ｒｍ（ｔｐ）で計算する（図４ステ
ツプ３２３）。
データ区間情報ｔｐを中心とした所定範囲である前後所
定個数のデイジタルＩ成分及びＱ成分信号を選択して、
１５６個よりなる４組のデイジタルＩ成分及びＱ成分信
号を決定する（ステツプ３２２）。ステツプ３２２後、
ＤＳＰ９０はスロツトデータ区間情報ｔｐでのデイジタ
ルＩ成分信号に対する相関函数ＲQ ｒｍ（ｔｐ）を、ス
ロツトデータ区間情報ｔｐでのデイジタルＱ成分信号に
対する相関函数ＲI ｒｍ（ｔｐ）で計算する（図４ステ
ツプ３２３）。
【００８５】ステツプ３２３後、ＤＳＰ９０はステツプ
３２３で計算されたＲQ ｒｍ（ｔｐ）／ＲI ｒｍ（ｔ
ｐ）のアークタンゼント（ｔａｎ-1）演算してオフセツ
トエラー値φを算出する（ステツプ３２４）。ステツプ
３２４後、ＤＳＰ９０はオフセツトエラー値φに対する
ｓｉｎ函数の近似値ｓｉｎφを算出する（ステツプ３２
５）。
３２３で計算されたＲQ ｒｍ（ｔｐ）／ＲI ｒｍ（ｔ
ｐ）のアークタンゼント（ｔａｎ-1）演算してオフセツ
トエラー値φを算出する（ステツプ３２４）。ステツプ
３２４後、ＤＳＰ９０はオフセツトエラー値φに対する
ｓｉｎ函数の近似値ｓｉｎφを算出する（ステツプ３２
５）。
【００８６】ステツプ３２５後、ＤＳＰ９０はオフセツ
トエラー値φに対するｃｏｓ函数の近似値ｃｏｓφを算
出する（ステツプ３２６）。ステツプ３２５後、ＤＳＰ
９０はｓｉｎ及びｃｏｓ函数の近似値により指数函数値
トエラー値φに対するｃｏｓ函数の近似値ｃｏｓφを算
出する（ステツプ３２６）。ステツプ３２５後、ＤＳＰ
９０はｓｉｎ及びｃｏｓ函数の近似値により指数函数値
【００８７】
【数１４】
【００８８】を演算する。そして、演算された指数函数
値
値
【００８９】
【数１５】
【００９０】を６２４個のデイジタルＩ成分及びＱ成分
信号に乗算してデイジタルＩ成分及びＱ成分信号の位相
を補正する（ステツプ３２７）。
信号に乗算してデイジタルＩ成分及びＱ成分信号の位相
を補正する（ステツプ３２７）。
【００９１】ステツプ３２７後、ＤＳＰ９０は内蔵Ｉ成
分積分回数カウンタの値Ｉｉを“０”に初期化する（ス
テツプ３２８）。ステツプ３２８後、ＤＳＰ９０は、Ｇ
ＭＳＫ信号に２周期分に該当する始め部分８個のデイジ
タルＩ成分信号を積分する（ステツプ３２９）。ステツ
プ３２９後、ＤＳＰ９０は積分された値
分積分回数カウンタの値Ｉｉを“０”に初期化する（ス
テツプ３２８）。ステツプ３２８後、ＤＳＰ９０は、Ｇ
ＭＳＫ信号に２周期分に該当する始め部分８個のデイジ
タルＩ成分信号を積分する（ステツプ３２９）。ステツ
プ３２９後、ＤＳＰ９０は積分された値
【００９２】
【数１６】
【００９３】が“０”より大きいか等しいか検査する
（ステツプ３３０）。ステツプ３３０で積分された値Ｓ
Ｉｉが“０”より大きいか等しい場合、ＤＳＰ９０は２
Ｉｉ番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”と決定する
（ステツプ３３１）。
（ステツプ３３０）。ステツプ３３０で積分された値Ｓ
Ｉｉが“０”より大きいか等しい場合、ＤＳＰ９０は２
Ｉｉ番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”と決定する
（ステツプ３３１）。
【００９４】ステツプ３３１後、ＤＳＰ９０は２Ｉｉ＋
１番目のＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”にセツトす
る（ステツプ３３２）。そしてステツプ３３５に進む。
一方、ステツプ３３０で積分された値ＳＩｉが“０”よ
り小さい場合、ＤＳＰ９０は２Ｉｉ番目ＧＭＳＫ信号周
期の論理値を“０”にセツトする（ステツプ３３３）。
１番目のＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”にセツトす
る（ステツプ３３２）。そしてステツプ３３５に進む。
一方、ステツプ３３０で積分された値ＳＩｉが“０”よ
り小さい場合、ＤＳＰ９０は２Ｉｉ番目ＧＭＳＫ信号周
期の論理値を“０”にセツトする（ステツプ３３３）。
【００９５】ステツプ３３３後、ＤＳＰ９０は２Ｉｉ＋
１番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“０”にセツトする
（ステツプ３３４）。そしてステツプ３３５に進む。ス
テツプ３３２やステツプ３３４の後、ＤＳＰ９０はＩ成
分積分回数カウンタの値Ｉｉが“７８”より大きいか等
しいかを調べる（ステツプ３３５）。ステツプ３３５で
Ｉ成分積分回数カウンタの値Ｉｉが“７８”より小さい
場合にはステツプ３３６に進み、ＤＳＰ９０はＩ成分積
分回数カウンタの値Ｉｉを１つカウントアツプした後ス
テツプ３２９に戻る。
１番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“０”にセツトする
（ステツプ３３４）。そしてステツプ３３５に進む。ス
テツプ３３２やステツプ３３４の後、ＤＳＰ９０はＩ成
分積分回数カウンタの値Ｉｉが“７８”より大きいか等
しいかを調べる（ステツプ３３５）。ステツプ３３５で
Ｉ成分積分回数カウンタの値Ｉｉが“７８”より小さい
場合にはステツプ３３６に進み、ＤＳＰ９０はＩ成分積
分回数カウンタの値Ｉｉを１つカウントアツプした後ス
テツプ３２９に戻る。
【００９６】一方、ステツプ３３５でＩ成分積分回数カ
ウント値Ｉｉが“７８”より大きいか等しい場合には図
５のステツプ３３７に進み、ＤＳＰ９０はＱ成分積分回
数カウント値Ｑｉを“０”に初期化する。ステツプ３３
７後、ＤＳＰ９０はＧＭＳＫ信号の２周期分に該当する
始め部分８個のデイジタルＱ成分信号を積分する（ステ
ツプ３３８）。
ウント値Ｉｉが“７８”より大きいか等しい場合には図
５のステツプ３３７に進み、ＤＳＰ９０はＱ成分積分回
数カウント値Ｑｉを“０”に初期化する。ステツプ３３
７後、ＤＳＰ９０はＧＭＳＫ信号の２周期分に該当する
始め部分８個のデイジタルＱ成分信号を積分する（ステ
ツプ３３８）。
【００９７】ステツプ３３８後、ＤＳＰ９０は積分値
【００９８】
【数１７】
【００９９】が“０”より大きいか等しいか（小さい
か）を調べる（ステツプ３３９）。ステツプ３３９で積
分値ＳＱｉが“０”より大きいか等しい場合、ＤＳＰ９
０は２Ｑｉ番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”と決
定する（ステツプ３４０）。
か）を調べる（ステツプ３３９）。ステツプ３３９で積
分値ＳＱｉが“０”より大きいか等しい場合、ＤＳＰ９
０は２Ｑｉ番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”と決
定する（ステツプ３４０）。
【０１００】ステツプ３４０後、ＤＳＰ９０は２Ｑｉ＋
１番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”にセツトする
（ステツプ３４１）。ステツプ３３９で積分された値Ｓ
Ｑｉが“０”より小さい場合、ＤＳＰ９０は２Ｑｉ番目
ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“０”にセツトする（ステ
ツプ３４２）。
１番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“１”にセツトする
（ステツプ３４１）。ステツプ３３９で積分された値Ｓ
Ｑｉが“０”より小さい場合、ＤＳＰ９０は２Ｑｉ番目
ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“０”にセツトする（ステ
ツプ３４２）。
【０１０１】ステツプ３４２後、ＤＳＰ９０は２Ｑｉ＋
１番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“０”にセツトする
（ステツプ３４３）。ステツプ３４１やステツプ３４３
後、ＤＳＰ９０はＱ成分積分回数カウンタの値Ｑｉが７
８より大きいか等しいを調べる（ステツプ３４４）。ス
テツプ３４４でＱ成分積分回数カウンタ値Ｑｉが“７
８”より小さい場合、ＤＳＰ９０はＱ成分積分回数カウ
ンタの値Ｑｉを１つカウントアツプした後ステツプ３３
８に戻る（ステツプ３４５）。
１番目ＧＭＳＫ信号周期の論理値を“０”にセツトする
（ステツプ３４３）。ステツプ３４１やステツプ３４３
後、ＤＳＰ９０はＱ成分積分回数カウンタの値Ｑｉが７
８より大きいか等しいを調べる（ステツプ３４４）。ス
テツプ３４４でＱ成分積分回数カウンタ値Ｑｉが“７
８”より小さい場合、ＤＳＰ９０はＱ成分積分回数カウ
ンタの値Ｑｉを１つカウントアツプした後ステツプ３３
８に戻る（ステツプ３４５）。
【０１０２】ステツプ３４４でＱ成分積分回数カウンタ
Ｑｉが“７８”より大きいか等しい場合、ＤＳＰ９０は
内蔵ビツトデータ演算回数カウンタの値ｂｊを“０”に
初期化する（ステツプ３４６）。ステツプ３４６後、Ｄ
ＳＰ９０はビツトデータ演算回数カウンタの値ｂｊに該
当するＩ成分ビツトデータとＱ成分ビツトデータを排他
的論理和演算する（ステツプ３４７）。
Ｑｉが“７８”より大きいか等しい場合、ＤＳＰ９０は
内蔵ビツトデータ演算回数カウンタの値ｂｊを“０”に
初期化する（ステツプ３４６）。ステツプ３４６後、Ｄ
ＳＰ９０はビツトデータ演算回数カウンタの値ｂｊに該
当するＩ成分ビツトデータとＱ成分ビツトデータを排他
的論理和演算する（ステツプ３４７）。
【０１０３】ステツプ３４７後、ＤＳＰ９０はビツトデ
ータ演算回数カウンタの値ｂｊがスロツトデータのビツ
ト数である“１５６”より大きいか等しいか（小さい
か）を調べる（ステツプ３４８）。ステツプ３４８でビ
ツトデータ演算回数カウンタ値をｂｊが“１５６”より
小さい場合、ＤＳＰ９０はビツトデータ演算回数カウン
タの値ｂｊを１つカウントアツプした後ステツプ３４７
に戻る（ステツプ３４９）。
ータ演算回数カウンタの値ｂｊがスロツトデータのビツ
ト数である“１５６”より大きいか等しいか（小さい
か）を調べる（ステツプ３４８）。ステツプ３４８でビ
ツトデータ演算回数カウンタ値をｂｊが“１５６”より
小さい場合、ＤＳＰ９０はビツトデータ演算回数カウン
タの値ｂｊを１つカウントアツプした後ステツプ３４７
に戻る（ステツプ３４９）。
【０１０４】ステツプ３４８でビツトデータ演算回数カ
ウンタの値ｂｊが“１５６”より大きいか等しい場合、
ＤＳＰ９０はＩ成分クロツク数カウンタの値ＣＫを
“０”に初期化する（ステツプ３５０）。ステツプ３５
０後、ＤＳＰ９０は排他的論理和演算された１５６個の
ビツトデータのうちＩ成分クロツク数カウンタの値の２
倍である２ＣＫに該当するビツトデータの論理値を反転
させる（図６ステツプ３５１）。
ウンタの値ｂｊが“１５６”より大きいか等しい場合、
ＤＳＰ９０はＩ成分クロツク数カウンタの値ＣＫを
“０”に初期化する（ステツプ３５０）。ステツプ３５
０後、ＤＳＰ９０は排他的論理和演算された１５６個の
ビツトデータのうちＩ成分クロツク数カウンタの値の２
倍である２ＣＫに該当するビツトデータの論理値を反転
させる（図６ステツプ３５１）。
【０１０５】ステツプ３５１後、ＤＳＰ９０はＩ成分ク
ロツク数カウンタの値ＣＫが“７８”より大きいか等し
いかを調べる（ステツプ３５２）。ステツプ３５２でＩ
成分クロツク数カウンタの値ＣＫが“７８”より小さい
場合、ＤＳＰ９０はＩ成分クロツク数カウンタの値ＣＫ
を１つカウントアツプした後ステツプ３５０に戻る（ス
テツプ３５３）。
ロツク数カウンタの値ＣＫが“７８”より大きいか等し
いかを調べる（ステツプ３５２）。ステツプ３５２でＩ
成分クロツク数カウンタの値ＣＫが“７８”より小さい
場合、ＤＳＰ９０はＩ成分クロツク数カウンタの値ＣＫ
を１つカウントアツプした後ステツプ３５０に戻る（ス
テツプ３５３）。
【０１０６】一方、ステツプ３５２でＩ成分クロツク数
カウンタの値ＣＫが“７８”より大きいか等しい場合に
は処理を終了する。以上述べたように本実施例によれ
ば、デイジタル演算処理によりオフセツトエラーを補償
することを可能とし、伝送されるＧＭＳＫ信号に載せら
れたクロツクパルスを復元することなくＧＭＳＫ信号を
正確に復調できる。このため、アナログ方式の帰還ルー
プ回路を使用する必要がなくなり、例えばこの部分をＤ
ＳＰで構成でき、電力消耗の節減及び装置の小型化が可
能になる。
カウンタの値ＣＫが“７８”より大きいか等しい場合に
は処理を終了する。以上述べたように本実施例によれ
ば、デイジタル演算処理によりオフセツトエラーを補償
することを可能とし、伝送されるＧＭＳＫ信号に載せら
れたクロツクパルスを復元することなくＧＭＳＫ信号を
正確に復調できる。このため、アナログ方式の帰還ルー
プ回路を使用する必要がなくなり、例えばこの部分をＤ
ＳＰで構成でき、電力消耗の節減及び装置の小型化が可
能になる。
【０１０７】なお、本発明は、複数の機器から構成され
るシステムに適用しても、又１つの機器から成る装置に
適用してもよい。また、システムあるいは装置にプログ
ラムを供給することによつて達成される場合にも適用で
きることは言うまでもない。
るシステムに適用しても、又１つの機器から成る装置に
適用してもよい。また、システムあるいは装置にプログ
ラムを供給することによつて達成される場合にも適用で
きることは言うまでもない。
【０１０８】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、アナ
ログ方式の帰還ループ回路を使用せずデイジタル演算処
理によりオフセツトエラーを補償することにより、伝送
されるＧＭＳＫ信号に載せられたクロツクパルスを復元
しなくてもＧＭＳＫ信号を正確に復調できる。このた
め、回路構成が容易となり、電力消耗の節減及び装置の
小型化を実現しうる利点がある。
ログ方式の帰還ループ回路を使用せずデイジタル演算処
理によりオフセツトエラーを補償することにより、伝送
されるＧＭＳＫ信号に載せられたクロツクパルスを復元
しなくてもＧＭＳＫ信号を正確に復調できる。このた
め、回路構成が容易となり、電力消耗の節減及び装置の
小型化を実現しうる利点がある。
【図１】本発明に係る一実施例のＧＭＳＫ信号復調装置
のブロツク構成図である。
のブロツク構成図である。
【図２】、
【図３】、
【図４】、
【図５】、
【図６】本発明に係る一実施例のＧＭＳＫ信号復調装置
にＤＳＰを用いた場合のＧＭＳＫ信号復調処理を示すフ
ローチヤートである。
にＤＳＰを用いた場合のＧＭＳＫ信号復調処理を示すフ
ローチヤートである。
【図７】本発明に係る一実施例のＧＭＳＫ信号復調装置
にＤＳＰを用いた場合のブロツク構成図である。
にＤＳＰを用いた場合のブロツク構成図である。
【図８】従来のＧＭＳＫ信号復調装置のブロツク構成図
である。
である。
１０ 帯域濾波器、 ２０，２１ 第１，２混合器、 ３０ 局部発振器、 ４０ 位相遅延器、 ５０，５１ 第１，２低域濾波器、 ６０，６１ 第１，２Ａ−Ｄ変換器、 ７０ デユアルポートメモリ、 ８０ クロツク発生器、 ９０ ＤＳＰ、 ９１ メモリ、 ９２ オフセツトエラー検出部、 ９３ 位相同期化部、 ９４ ソフトウエア決定部、 ９５ ＧＭＳＫ復調データ検出部である。
Claims (5)
- 【請求項１】 受信されたＧＭＳＫ信号を基底帯域に遷
移させてＩ成分受信信号及びＱ成分受信信号に分離する
周波数変換過程と、 該周波数変換過程で分離された基底帯域のＩ成分及びＱ
成分受信信号を所定周期で量子化し、該量子化されたＩ
成分及びＱ成分受信信号を符号化してＩ成分及びＱ成分
受信データを生成するＡ−Ｄ変換過程と、 該Ａ−Ｄ変換過程で生成したＩ成分及びＱ成分受信デー
タと基準波形データ間の相関関係を検査してスロツト区
間情報及びオフセツトエラー量を検出するオフセツトエ
ラー検出過程と、 該オフセツトエラー検出過程で検出されたスロツト区間
情報及びオフセツトエラー量によりＩ成分及びＱ成分ス
ロツトデータを選択し、該選択されたＩ成分及びＱ成分
スロツトデータのオフセツトエラーを補償する位相同期
化過程と、 該位相同期化過程で補償されたＩ成分及びＱ成分スロツ
トデータのうち所定数のデータを積分し、該積分結果に
対応してＩ成分及びＱ成分復調データを決定する決定過
程を含むことを特徴とするＧＭＳＫ信号復調方法。 - 【請求項２】 オフセツトエラー検出過程は、Ｉ成分及
びＱ成分受信データ中のミツドアンブルの除外された区
間のデータの相関函数値を算出し、該算出相関函数値に
より相関係数を算出し、該算出相関係数を検査してスロ
ツトデータ及びスロツトデータの位相エラーを検出する
ことを特徴とする請求項１記載のＧＭＳＫ信号復調方
法。 - 【請求項３】 周波数変換過程は、データビツト周期の
１／４の量子化周期で分離された基底帯域のＩ成分及び
Ｑ成分受信信号を量子化することを特徴とする請求項１
記載のＧＭＳＫ信号復調方法。 - 【請求項４】 受信されたＧＭＳＫ信号を基底帯域に遷
移させＩ成分及びＱ成分受信信号に分離する周波数変換
手段と、 該周波数変換手段で分離した基底帯域のＩ成分及びＱ成
分受信信号を所定周期で量子化し、該量子化したＩ成分
及びＱ成分受信信号を符号化してＩ成分及びＱ成分受信
データを生成するＡ−Ｄ変換手段と、 基準波形に対する基準波形データと前記Ａ−Ｄ変換手段
で発生したＩ成分及びＱ成分受信データとの相関関係を
検査してスロツト区間及びオフセツトエラー量を検出す
るオフセツトエラー検出手段と、 該オフセツトエラー検出手段で検出されたスロツト区間
情報及びオフセツトエラー量によりＩ成分及びＱ成分ス
ロツトデータを選択し、該選択Ｉ成分及びＱ成分スロツ
トデータのオフセツトエラーを補償する位相同期化手段
と、 該位相同期化手段で補償されたＩ成分及びＱ成分スロツ
トデータのうち所定数のデータを積分し、積分された結
果に応じてＩ成分及びＱ成分復調データを決定する決定
手段を含むことを特徴とするＧＭＳＫ信号復調装置。 - 【請求項５】 前記Ａ−Ｄ変換手段の量子化周期はデー
タビツト周期の１／４の周期であることを特徴とする請
求項４記載のＧＭＳＫ復調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019900022760A KR950003666B1 (ko) | 1990-12-31 | 1990-12-31 | 지엠에스케이신호복조방법 및 그 장치 |
| KR22760/1990 | 1990-12-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621982A true JPH0621982A (ja) | 1994-01-28 |
| JP2511206B2 JP2511206B2 (ja) | 1996-06-26 |
Family
ID=19309184
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3127959A Expired - Lifetime JP2511206B2 (ja) | 1990-12-31 | 1991-05-30 | Ｇｍｓｋ信号復調方法及びその装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5144256A (ja) |
| JP (1) | JP2511206B2 (ja) |
| KR (1) | KR950003666B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6278727B1 (en) | 1996-08-12 | 2001-08-21 | Nec Corporation | CDMA synchronous acquisition circuit |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2968350B2 (ja) * | 1991-01-11 | 1999-10-25 | 三菱電機株式会社 | 直交変調回路 |
| GB2267629B (en) * | 1992-06-03 | 1995-10-25 | Fujitsu Ltd | Signal error reduction in receiving apparatus |
| GB9211712D0 (en) * | 1992-06-03 | 1992-07-15 | Fujitsu Microelectronics Ltd | Gm digital receive processing |
| EP0594894B1 (en) * | 1992-10-28 | 1999-03-31 | Alcatel | DC offset correction for direct-conversion TDMA receiver |
| US5448594A (en) * | 1993-01-21 | 1995-09-05 | Industrial Technology Research Institute | One bit differential detector with frequency offset compensation |
| US5425058A (en) * | 1993-07-28 | 1995-06-13 | Martin Marietta Corporation | MSK phase acquisition and tracking method |
| US5680414A (en) | 1994-09-09 | 1997-10-21 | Omnipoint Corporation | Synchronization apparatus and method for spread spectrum receiver |
| US5692007A (en) | 1994-09-09 | 1997-11-25 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for differential phase encoding and decoding in spread-spectrum communication systems with continuous-phase modulation |
| US5953370A (en) | 1994-09-09 | 1999-09-14 | Omnipoint Corporation | Apparatus for receiving and correlating a spread spectrum signal |
| US5754584A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Non-coherent spread-spectrum continuous-phase modulation communication system |
| US5757847A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-26 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for decoding a phase encoded signal |
| US5659574A (en) | 1994-09-09 | 1997-08-19 | Omnipoint Corporation | Multi-bit correlation of continuous phase modulated signals |
| US5963586A (en) | 1994-09-09 | 1999-10-05 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for parallel noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5754585A (en) | 1994-09-09 | 1998-05-19 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for serial noncoherent correlation of a spread spectrum signal |
| US5881100A (en) | 1994-09-09 | 1999-03-09 | Omnipoint Corporation | Method and apparatus for coherent correlation of a spread spectrum signal |
| JP3497008B2 (ja) * | 1995-03-30 | 2004-02-16 | 株式会社アドバンテスト | Ｇｍｓｋ通信デバイスの試験装置 |
| US5822341A (en) * | 1995-04-06 | 1998-10-13 | Advanced Hardware Architectures, Inc. | Multiport RAM for use within a viterbi decoder |
| GB2323502B (en) | 1997-03-18 | 2002-03-27 | Ericsson Telefon Ab L M | Radio receiver |
| KR100290869B1 (ko) * | 1998-01-14 | 2001-06-01 | 구자홍 | 복조기의주파수오프셋부호판별장치 |
| US6614834B1 (en) * | 1998-09-08 | 2003-09-02 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Communication arrangement and method with fast tracking receiver for spread spectrum signals |
| JP3252820B2 (ja) * | 1999-02-24 | 2002-02-04 | 日本電気株式会社 | 復調及び変調回路並びに復調及び変調方法 |
| GB2358116B (en) * | 1999-02-24 | 2002-11-06 | Nec Corp | Demodulation circuit and demodulation method with compensation for sampling offset |
| US6411661B1 (en) | 1999-05-07 | 2002-06-25 | The Aerospace Corporation | Digital timing recovery loop for GMSK demodulators |
| US6631169B1 (en) * | 1999-12-27 | 2003-10-07 | Syncomm Technology Corporation | Apparatus and method for GMSK baseband modulation based on a reference phase to be simplified |
| US7110477B2 (en) * | 2003-04-29 | 2006-09-19 | Texas Instruments Incorporated | Gaussian frequency shift keying digital demodulator |
| US20050232174A1 (en) * | 2004-04-19 | 2005-10-20 | Texas Instruments Incorporated | Linear interference cancellation receiver for edge systems |
| KR100666874B1 (ko) | 2005-02-11 | 2007-01-10 | 삼성전자주식회사 | 듀얼 포트 메모리를 이용한 지엠에스케이 변조장치 및 방법 |
| US7570705B2 (en) * | 2005-02-16 | 2009-08-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | GMSK modulation using a dual-port memory |
| CN107171995B (zh) * | 2017-02-27 | 2020-09-29 | 西安宇飞电子技术有限公司 | Gmsk信号生成装置及方法、信号检测装置及方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04213257A (ja) * | 1990-12-10 | 1992-08-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 蓄積一括復調回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2627648B1 (fr) * | 1988-02-19 | 1994-07-08 | Kawas Kaleh Ghassan | Systeme de transmission a modulation msk et detection differentiellement coherente |
-
1990
- 1990-12-31 KR KR1019900022760A patent/KR950003666B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1991
- 1991-05-30 JP JP3127959A patent/JP2511206B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-28 US US07/723,278 patent/US5144256A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04213257A (ja) * | 1990-12-10 | 1992-08-04 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 蓄積一括復調回路 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6278727B1 (en) | 1996-08-12 | 2001-08-21 | Nec Corporation | CDMA synchronous acquisition circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR950003666B1 (ko) | 1995-04-17 |
| JP2511206B2 (ja) | 1996-06-26 |
| US5144256A (en) | 1992-09-01 |
| KR920013945A (ko) | 1992-07-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2511206B2 (ja) | Ｇｍｓｋ信号復調方法及びその装置 | |
| CA2007149C (en) | Homodyne down-converter with digital hilbert transform filtering | |
| CA2025232C (en) | Carrier recovery system | |
| CN110912847B (zh) | 一种gmsk信号解调方法 | |
| US5093848A (en) | Method of controlling the frequency of a coherent radio receiver and apparatus for carrying out the method | |
| GB2194404A (en) | Deglitching apparatus | |
| CN108183877B (zh) | 一种基于fpga的多音调频信号解调方法 | |
| US4518922A (en) | Decision-directed, automatic frequency control technique for non-coherently demodulated M-ARY frequency shift keying | |
| JPH06318962A (ja) | 時分割多重通信チャネル用ディジタル復調方法及び回路 | |
| US5640427A (en) | Demodulator | |
| EP0578489B1 (en) | Clock recovery phase detector | |
| US6549588B2 (en) | Communications system and corresponding receiver unit | |
| CN111049636B (zh) | 一种bpsk位同步装置及方法 | |
| EP1339167B1 (en) | Apparatus for downconverting signals from intermediate frequency to baseband , and method | |
| CA2111579C (en) | Digital fsk demodulator | |
| US6154482A (en) | Spread spectrum communications system and receiver | |
| CN108712190B (zh) | 多载波跟踪方法及跟踪装置 | |
| JPH05183592A (ja) | 周波数変換回路、位相比較回路、およびこれらを備えた遅延検波復調装置 | |
| JP3489493B2 (ja) | シンボル同期装置および周波数ホッピング受信装置 | |
| JP3752261B2 (ja) | スペクトル拡散通信方式およびその受信装置 | |
| US3980971A (en) | Modulator for hybrid modulation by more and less significant digital signals in succession in each clock interval and counterpart demodulator | |
| JPH05260108A (ja) | ディジタル通信における復調方式 | |
| EP0534180B1 (en) | MSK signal demodulating circuit | |
| Sciagura et al. | An efficient and optimized FPGA feedback M-PSK symbol timing recovery architecture based on the Gardner timing error detector | |
| RU2684605C1 (ru) | Способ демодуляции кратковременных сигналов с многоуровневой абсолютной фазовой модуляцией в условиях замираний |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19960213 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090416 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100416 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110416 Year of fee payment: 15 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120416 Year of fee payment: 16 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120416 Year of fee payment: 16 |