JPH05260108A - ディジタル通信における復調方式 - Google Patents
ディジタル通信における復調方式Info
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- JPH05260108A JPH05260108A JP4051339A JP5133992A JPH05260108A JP H05260108 A JPH05260108 A JP H05260108A JP 4051339 A JP4051339 A JP 4051339A JP 5133992 A JP5133992 A JP 5133992A JP H05260108 A JPH05260108 A JP H05260108A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明はディジタル通信における復調方式に
関し、伝送路特性の変化によりアイの最大開口部が変動
しても、常にアイの最大開口部で復調ベースバンド信号
の識別が行える復調方式の提供を目的とする。 【構成】 復調ベースバンド信号をフィルタリングする
ＦＩＲフィルタ１であってタップ係数ｈ0 〜ｈm を可変
なものと、ＦＩＲフィルタ１の出力の各所定タイミング
におけるアイの分散を計測する分散計測部２と、分散計
測部２の出力の分散値に従って該分散値が最小となるよ
うにＦＩＲフィルタ１のタップ係数を制御する制御部３
とを備える。あるいは、クロック周波数又はクロック位
相を可変なクロック発生部と、復調ベースバンド信号を
クロック発生部のクロックタイミングで量子化する量子
化部と、量子化部の出力の前記クロックタイミングにお
けるアイの分散を計測する分散計測部と、分散計測部の
出力の分散値に従って該分散値が最小となるようにクロ
ック発生部のクロック周波数又はクロック位相を制御す
る制御部とを備える。
関し、伝送路特性の変化によりアイの最大開口部が変動
しても、常にアイの最大開口部で復調ベースバンド信号
の識別が行える復調方式の提供を目的とする。 【構成】 復調ベースバンド信号をフィルタリングする
ＦＩＲフィルタ１であってタップ係数ｈ0 〜ｈm を可変
なものと、ＦＩＲフィルタ１の出力の各所定タイミング
におけるアイの分散を計測する分散計測部２と、分散計
測部２の出力の分散値に従って該分散値が最小となるよ
うにＦＩＲフィルタ１のタップ係数を制御する制御部３
とを備える。あるいは、クロック周波数又はクロック位
相を可変なクロック発生部と、復調ベースバンド信号を
クロック発生部のクロックタイミングで量子化する量子
化部と、量子化部の出力の前記クロックタイミングにお
けるアイの分散を計測する分散計測部と、分散計測部の
出力の分散値に従って該分散値が最小となるようにクロ
ック発生部のクロック周波数又はクロック位相を制御す
る制御部とを備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信における
復調方式に関し、更に詳しくはディジタル通信における
復調ベースバンド信号と、これをそのアイの最大開口部
でサンプリングするクロック信号との間の同期化方式を
改善した復調方式に関する。ディジタル通信では復調ベ
ースバンド信号をそのアイの最大開口部でサンプリング
し、得られたサンプリング信号の極性判定によりディジ
タルデータを再生している。従って、復調ベースバンド
信号のアイの最大開口部とクロック信号のサンプリング
位相とは常に一致していることが望ましい。
復調方式に関し、更に詳しくはディジタル通信における
復調ベースバンド信号と、これをそのアイの最大開口部
でサンプリングするクロック信号との間の同期化方式を
改善した復調方式に関する。ディジタル通信では復調ベ
ースバンド信号をそのアイの最大開口部でサンプリング
し、得られたサンプリング信号の極性判定によりディジ
タルデータを再生している。従って、復調ベースバンド
信号のアイの最大開口部とクロック信号のサンプリング
位相とは常に一致していることが望ましい。
【０００２】
【従来の技術】図７は従来の復調方式の構成を示す図
で、図において３１はディジタル通信の復調部、３２は
識別部、３３はクロック再生部、３４は非線型処理部、
３５はリミッタ回路、３６は微分回路、３７は整流回
路、３８はＰＬＬループで構成した狭帯域濾波部、３９
は位相比較器、４０はループフィルタ、４１は電圧制御
発振器（ＶＣＯ）、４２はタイミング調整部である。
で、図において３１はディジタル通信の復調部、３２は
識別部、３３はクロック再生部、３４は非線型処理部、
３５はリミッタ回路、３６は微分回路、３７は整流回
路、３８はＰＬＬループで構成した狭帯域濾波部、３９
は位相比較器、４０はループフィルタ、４１は電圧制御
発振器（ＶＣＯ）、４２はタイミング調整部である。
【０００３】従来のクロック再生の基本原理は、受信Ｉ
Ｆ信号から非線型処理部３４によりクロック成分を抽出
し、更に高Ｑの挟帯域炉波部３８を介在させることによ
り、ジッタや雑音成分のないクロック信号を再生するも
のである。図８は従来の復調方式の動作を説明する図で
ある。例えばＮＲＺ符号方式の復調ベースバンド信号
をリミッタ回路３５で非線型増幅することにより矩形波
信号を得る。更に、この矩形波信号に対して微分回
路３６及び整流回路３７で微分及び全波整流を行うこと
により、ＮＲＺ信号の符号の変換点に同期したクロック
成分を抽出する。そして、このクロック成分と電圧
制御発振器４１のクロック信号との間の位相誤差を位
相比較器３９により検出し、位相誤差があるとこれをル
ープフィルタ４０で積分し、得られた制御電圧により電
圧制御発振器４１に対して位相誤差が０になるように負
帰還をかけている。
Ｆ信号から非線型処理部３４によりクロック成分を抽出
し、更に高Ｑの挟帯域炉波部３８を介在させることによ
り、ジッタや雑音成分のないクロック信号を再生するも
のである。図８は従来の復調方式の動作を説明する図で
ある。例えばＮＲＺ符号方式の復調ベースバンド信号
をリミッタ回路３５で非線型増幅することにより矩形波
信号を得る。更に、この矩形波信号に対して微分回
路３６及び整流回路３７で微分及び全波整流を行うこと
により、ＮＲＺ信号の符号の変換点に同期したクロック
成分を抽出する。そして、このクロック成分と電圧
制御発振器４１のクロック信号との間の位相誤差を位
相比較器３９により検出し、位相誤差があるとこれをル
ープフィルタ４０で積分し、得られた制御電圧により電
圧制御発振器４１に対して位相誤差が０になるように負
帰還をかけている。
【０００４】この状態で、電圧制御発振器４１はＮＲＺ
信号の最小周期の１／２周期のクロック信号を出力し
ており、タイミング調整部４２では必要に応じて微小な
位相調整を行っている。そして、識別部３２により復調
ベースバンド信号の極性を識別するに際しては、所謂
ダブルサンプリング法により、第１のタイミングでは符
号の変換点をヒットし、また第２のタイミングではその
中間にあるべきアイの最大開口部をヒットするようにし
ている。
信号の最小周期の１／２周期のクロック信号を出力し
ており、タイミング調整部４２では必要に応じて微小な
位相調整を行っている。そして、識別部３２により復調
ベースバンド信号の極性を識別するに際しては、所謂
ダブルサンプリング法により、第１のタイミングでは符
号の変換点をヒットし、また第２のタイミングではその
中間にあるべきアイの最大開口部をヒットするようにし
ている。
【０００５】ところで、実際にはマルチパスフェージン
グによる線型歪や送信電力増幅器の動作点変化による非
線型歪等が存在し、これにより伝送路特性が変化し、ア
イの最大開口部も変動してしまう。しかるに、従来は、
第１のタイミングより一定時間経過後の第２のタイミン
グでアイの開口部をヒットしているので、アイの最大開
口部が変動しても、第２のタイミングをこれに合わせる
ことができない。このために、従来は符号誤り率が劣化
するという問題があった。
グによる線型歪や送信電力増幅器の動作点変化による非
線型歪等が存在し、これにより伝送路特性が変化し、ア
イの最大開口部も変動してしまう。しかるに、従来は、
第１のタイミングより一定時間経過後の第２のタイミン
グでアイの開口部をヒットしているので、アイの最大開
口部が変動しても、第２のタイミングをこれに合わせる
ことができない。このために、従来は符号誤り率が劣化
するという問題があった。
【０００６】また、このようなクロック再生をディジタ
ルＰＬＬで実現するには変調速度の１００倍程度のクロ
ック源を使ってディジタルＰＬＬを構成する必要があ
る。このために、従来方式では、ディジタル処理をする
上で高速化に限界があった。
ルＰＬＬで実現するには変調速度の１００倍程度のクロ
ック源を使ってディジタルＰＬＬを構成する必要があ
る。このために、従来方式では、ディジタル処理をする
上で高速化に限界があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の復
調方式では、伝送路特性の変化によりアイの最大開口部
の位置が実質的に変動していても、復調ベースバンド信
号の識別タイミングをこれに合わせることができなかっ
た。本発明の目的は、伝送路特性の変化によりアイの最
大開口部の位置が変動していても、常にアイの最大開口
部で復調ベースバンド信号の識別が行えるディジタル通
信における復調方式を提供することにある。
調方式では、伝送路特性の変化によりアイの最大開口部
の位置が実質的に変動していても、復調ベースバンド信
号の識別タイミングをこれに合わせることができなかっ
た。本発明の目的は、伝送路特性の変化によりアイの最
大開口部の位置が変動していても、常にアイの最大開口
部で復調ベースバンド信号の識別が行えるディジタル通
信における復調方式を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明のディジタル通信にお
ける復調方式は、復調ベースバンド信号をフィルタリン
グするＦＩＲフィルタ１であってタップ係数ｈ0 〜ｈm
を可変なものと、ＦＩＲフィルタ１の出力の各所定タイ
ミングにおけるアイの分散を計測する分散計測部２と、
分散計測部２の出力の分散値に従ってＦＩＲフィルタ１
のタップ係数を制御する制御部３とを備え、制御部３は
分散計測部２の出力の分散値が最小となるようにＦＩＲ
フィルタ１のタップ係数を制御するものである。
により解決される。即ち、本発明のディジタル通信にお
ける復調方式は、復調ベースバンド信号をフィルタリン
グするＦＩＲフィルタ１であってタップ係数ｈ0 〜ｈm
を可変なものと、ＦＩＲフィルタ１の出力の各所定タイ
ミングにおけるアイの分散を計測する分散計測部２と、
分散計測部２の出力の分散値に従ってＦＩＲフィルタ１
のタップ係数を制御する制御部３とを備え、制御部３は
分散計測部２の出力の分散値が最小となるようにＦＩＲ
フィルタ１のタップ係数を制御するものである。
【０００９】また上記の課題は図２の構成により解決さ
れる。即ち、本発明のディジタル通信における復調方式
は、クロック周波数又はクロック位相を可変なクロック
発生部５と、復調ベースバンド信号をクロック発生部５
のクロックタイミングで量子化する量子化部６と、量子
化部６の出力の前記クロックタイミングにおけるアイの
分散を計測する分散計測部７と、分散計測部７の出力の
分散値に従ってクロック発生部５のクロック周波数又は
クロック位相を制御する制御部８とを備え、制御部８は
分散計測部７の出力の分散値が最小となるようにクロッ
ク発生部５のクロック周波数又はクロック位相を制御す
るものである。
れる。即ち、本発明のディジタル通信における復調方式
は、クロック周波数又はクロック位相を可変なクロック
発生部５と、復調ベースバンド信号をクロック発生部５
のクロックタイミングで量子化する量子化部６と、量子
化部６の出力の前記クロックタイミングにおけるアイの
分散を計測する分散計測部７と、分散計測部７の出力の
分散値に従ってクロック発生部５のクロック周波数又は
クロック位相を制御する制御部８とを備え、制御部８は
分散計測部７の出力の分散値が最小となるようにクロッ
ク発生部５のクロック周波数又はクロック位相を制御す
るものである。
【００１０】
【作用】図１において、一般にＦＩＲフィルタ１の入出
力間には、 Ｙ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）Ｘ（ｚ） の関係があり、伝達関数Ｈ（ｚ）は、 Ｈ（ｚ）＝ｈ0 ＋ｈ1 ｚ-1＋ｈ2 ｚ-2＋‥‥＋ｈm ｚ-m で表される。今、説明のため、一例としてＦＩＲフィル
タ１の各タップ係数をｈ 0 ＝−３，ｈ1 ＝１２，ｈ2 ＝
１７，ｈ3 ＝１２，ｈ4 ＝−３とし、それ以外は０とす
ると、伝達関数Ｈ1 （ｚ）は、 Ｈ1 （ｚ）＝−３＋１２ｚ-1＋１７ｚ-2＋１２ｚ-3−３ｚ-4 と表せる。これにｚ-1＝ｅ-jwTを代入して周波数特性Ｈ
1 （ω）を求めると、 Ｈ1 （ω）＝ｅ-j2wT （−６ｃｏｓ２ωＴ＋２４ｃｏｓωＴ＋１７） となる。ここで、ｅ-j2wT の大きさは常に１であるか
ら、右辺のカッコの中を角周波数ωでプロットすると、
これはローパスフィルタの周波数特性になっていること
が分かる。
力間には、 Ｙ（ｚ）＝Ｈ（ｚ）Ｘ（ｚ） の関係があり、伝達関数Ｈ（ｚ）は、 Ｈ（ｚ）＝ｈ0 ＋ｈ1 ｚ-1＋ｈ2 ｚ-2＋‥‥＋ｈm ｚ-m で表される。今、説明のため、一例としてＦＩＲフィル
タ１の各タップ係数をｈ 0 ＝−３，ｈ1 ＝１２，ｈ2 ＝
１７，ｈ3 ＝１２，ｈ4 ＝−３とし、それ以外は０とす
ると、伝達関数Ｈ1 （ｚ）は、 Ｈ1 （ｚ）＝−３＋１２ｚ-1＋１７ｚ-2＋１２ｚ-3−３ｚ-4 と表せる。これにｚ-1＝ｅ-jwTを代入して周波数特性Ｈ
1 （ω）を求めると、 Ｈ1 （ω）＝ｅ-j2wT （−６ｃｏｓ２ωＴ＋２４ｃｏｓωＴ＋１７） となる。ここで、ｅ-j2wT の大きさは常に１であるか
ら、右辺のカッコの中を角周波数ωでプロットすると、
これはローパスフィルタの周波数特性になっていること
が分かる。
【００１１】次に、各タップ係数を１つ右側にずらし、
ｈ1 ＝−３，ｈ2 ＝１２，ｈ3 ＝１７，ｈ4 ＝１２，ｈ
5 ＝−３と成し、それ以外は０とすると、新たな伝達関
数Ｈ 2 （ｚ）は、 Ｈ2 （ｚ）＝−３ｚ-1＋１２ｚ-2＋１７ｚ-3＋１２ｚ-4−３ｚ-5 ＝ｚ-1（−３＋１２ｚ-1＋１７ｚ-2＋１２ｚ-3−３ｚ-4） ＝ｚ-1Ｈ1 （ｚ） になる。そして、この周波数特性Ｈ2 （ω）を求める
と、 Ｈ2 （ω）＝ｅ-jwTＨ1 （ω） になるが、ｅ-jwTの大きさは常に１であるから、結局Ｈ
2 （ω）＝Ｈ1 （ω）である。即ち、周波数特性は変わ
らない。一方、この場合のＦＩＲフィルタ１の出力Ｙ
（ｚ）は、 Ｙ（ｚ）＝ｚ-1Ｈ1 （ｚ）Ｘ（ｚ） となり、ここで、ｚ-1は時間軸上において１単位時間だ
け遅延することを意味するから、この場合の出力Ｙ
（ｚ）は１単位時間だけ遅れることになる。
ｈ1 ＝−３，ｈ2 ＝１２，ｈ3 ＝１７，ｈ4 ＝１２，ｈ
5 ＝−３と成し、それ以外は０とすると、新たな伝達関
数Ｈ 2 （ｚ）は、 Ｈ2 （ｚ）＝−３ｚ-1＋１２ｚ-2＋１７ｚ-3＋１２ｚ-4−３ｚ-5 ＝ｚ-1（−３＋１２ｚ-1＋１７ｚ-2＋１２ｚ-3−３ｚ-4） ＝ｚ-1Ｈ1 （ｚ） になる。そして、この周波数特性Ｈ2 （ω）を求める
と、 Ｈ2 （ω）＝ｅ-jwTＨ1 （ω） になるが、ｅ-jwTの大きさは常に１であるから、結局Ｈ
2 （ω）＝Ｈ1 （ω）である。即ち、周波数特性は変わ
らない。一方、この場合のＦＩＲフィルタ１の出力Ｙ
（ｚ）は、 Ｙ（ｚ）＝ｚ-1Ｈ1 （ｚ）Ｘ（ｚ） となり、ここで、ｚ-1は時間軸上において１単位時間だ
け遅延することを意味するから、この場合の出力Ｙ
（ｚ）は１単位時間だけ遅れることになる。
【００１２】従って、制御部３は、ＦＩＲフィルタ１の
タップ係数ｈ0 〜ｈm を制御することにより、その周波
数特性Ｈ（ω）を変えることなく、復調ベースバンド信
号の遅延時間のみを前後に自由に変えることができる。
そこで、分散計測部２はＦＩＲフィルタ１の出力の各所
定タイミングにおけるアイの分散を計測しており、一
方、制御部３はこの分散値が最小となるようにＦＩＲフ
ィルタ１のタップ係数を制御する。これによって、伝送
路特性の変化により入力の復調ベースバンド信号が歪ん
でも、ＦＩＲフィルタ１を通過した後は、アイが最大開
口状態で出力されているから、常に最適の状態で符号の
識別が行える。
タップ係数ｈ0 〜ｈm を制御することにより、その周波
数特性Ｈ（ω）を変えることなく、復調ベースバンド信
号の遅延時間のみを前後に自由に変えることができる。
そこで、分散計測部２はＦＩＲフィルタ１の出力の各所
定タイミングにおけるアイの分散を計測しており、一
方、制御部３はこの分散値が最小となるようにＦＩＲフ
ィルタ１のタップ係数を制御する。これによって、伝送
路特性の変化により入力の復調ベースバンド信号が歪ん
でも、ＦＩＲフィルタ１を通過した後は、アイが最大開
口状態で出力されているから、常に最適の状態で符号の
識別が行える。
【００１３】好ましくは、制御部３は、分散計測部２の
出力の各分散値を時系列に比較する比較部４を備え、比
較部４の比較出力に基づいて分散値が最小となるように
ＦＩＲフィルタ１のタップ係数を制御する。また図２に
おいて、クロック発生部５はそのクロック周波数又はク
ロック位相を可変に構成されており、量子化部６は入力
の復調ベースバンド信号をクロック発生部５のクロック
タイミングで量子化している。一方、分散計測部７は量
子化部６の出力の前記クロックタイミングにおけるアイ
の分散を計測しており、制御部８は分散計測部７の出力
の分散値が最小となるようにクロック発生部５のクロッ
ク周波数又はクロック位相を制御する。従って、伝送路
特性の変化により入力の復調ベースバンド信号が歪んで
いても、量子化部６で量子化したデータは常にアイの最
大開口部で量子化したデータであるから、常に最適の状
態で符号の識別が行える。
出力の各分散値を時系列に比較する比較部４を備え、比
較部４の比較出力に基づいて分散値が最小となるように
ＦＩＲフィルタ１のタップ係数を制御する。また図２に
おいて、クロック発生部５はそのクロック周波数又はク
ロック位相を可変に構成されており、量子化部６は入力
の復調ベースバンド信号をクロック発生部５のクロック
タイミングで量子化している。一方、分散計測部７は量
子化部６の出力の前記クロックタイミングにおけるアイ
の分散を計測しており、制御部８は分散計測部７の出力
の分散値が最小となるようにクロック発生部５のクロッ
ク周波数又はクロック位相を制御する。従って、伝送路
特性の変化により入力の復調ベースバンド信号が歪んで
いても、量子化部６で量子化したデータは常にアイの最
大開口部で量子化したデータであるから、常に最適の状
態で符号の識別が行える。
【００１４】好ましくは、制御部８は、分散計測部７の
出力の各分散値を時系列に比較する比較部９を備え、比
較部９の比較出力に基づいて分散値が最小となるように
クロック発生部５のクロック周波数又はクロック位相を
制御する。
出力の各分散値を時系列に比較する比較部９を備え、比
較部９の比較出力に基づいて分散値が最小となるように
クロック発生部５のクロック周波数又はクロック位相を
制御する。
【００１５】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図３は第１実施例の復
調方式の構成を示す図で、図において２１は例えばＱＰ
ＳＫの直交復調部、２２I ，２２Q はＡ／Ｄ変換器（Ａ
／Ｄ）、１I ，１Q は夫々タップ係数ｈ0 〜ｈm を可変
なディジタルＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィ
ルタ、Ｚ-1は単位時間の遅延素子、×は乗算回路、＋は
加算回路、２３は符号の識別部、２４はディジタル整流
器、２は分散計測部、３は制御部、３1 はインバータ回
路、３2 はＪ−Ｋタイプのフリップフロップ（ＦＦ）、
３3 はアップダウンカウンタ（ＣＴＲ）、３4 はタップ
係数ｈ0 〜ｈm を様々な位相で記憶しているＲＯＭ、４
は比較部、４1 はメモリ（ＭＥＭ）、４2 はコンパレー
タ（ＣＭＰ）である。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図３は第１実施例の復
調方式の構成を示す図で、図において２１は例えばＱＰ
ＳＫの直交復調部、２２I ，２２Q はＡ／Ｄ変換器（Ａ
／Ｄ）、１I ，１Q は夫々タップ係数ｈ0 〜ｈm を可変
なディジタルＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィ
ルタ、Ｚ-1は単位時間の遅延素子、×は乗算回路、＋は
加算回路、２３は符号の識別部、２４はディジタル整流
器、２は分散計測部、３は制御部、３1 はインバータ回
路、３2 はＪ−Ｋタイプのフリップフロップ（ＦＦ）、
３3 はアップダウンカウンタ（ＣＴＲ）、３4 はタップ
係数ｈ0 〜ｈm を様々な位相で記憶しているＲＯＭ、４
は比較部、４1 はメモリ（ＭＥＭ）、４2 はコンパレー
タ（ＣＭＰ）である。
【００１６】このようなディジタルＦＩＲフィルタ１の
伝達関数Ｈ（ｚ）は、 Ｈ（ｚ）＝ｈ0 ＋ｈ1 ｚ-1＋ｈ2 ｚ-2＋‥‥＋ｈm ｚ-m で表され、各タップ係数ｈ0 〜ｈm は、波形歪を起こさ
ず、かつ雑音除去に最適なロールオフフィルタの周波数
特性Ｈ（ω）を有するような値に選んでおく。図４は第
１実施例の復調方式の動作を説明する図である。
伝達関数Ｈ（ｚ）は、 Ｈ（ｚ）＝ｈ0 ＋ｈ1 ｚ-1＋ｈ2 ｚ-2＋‥‥＋ｈm ｚ-m で表され、各タップ係数ｈ0 〜ｈm は、波形歪を起こさ
ず、かつ雑音除去に最適なロールオフフィルタの周波数
特性Ｈ（ω）を有するような値に選んでおく。図４は第
１実施例の復調方式の動作を説明する図である。
【００１７】図３のクロック信号ＣＬＫ2 の周波数は、
ナイキストのサンプリング定理より、ベースバンド信号
帯域の２倍以上の周波数に選んでおく。そして、例えば
Ａ／Ｄ変換器２２I によりサンプリングされたディジタ
ル復調ベースバンド信号Ｉをアナログ的にイメージする
と図４に示すようなアイパターンとしてイメージでき
る。各符号点のデータはＥ0 又は−Ｅ0 である。ディジ
タル整流器２４はディジタル復調ベースバンド信号Ｉよ
り極性ビットを削除することにより全波整流した整流出
力を形成している。そして、分散計測部２はクロック信
号ＣＬＫ1 によりサンプリングした各復調データＥi と
符号点のデータＥ0 とに基づいて各所定区間Ｎにおける
分散を逐次計測している。この分散Ψは、例えば、 Ψ＝Σ i=0 N （Ｅ0 −Ｅi ）2 により求める。ここで、もしクロック信号ＣＬＫ1 がア
イの最大開口時にディジタル復調ベースバンド信号Ｉを
サンプリングしているなら、その分散Ψの値は常に最小
になっている筈である。しかし、実際には伝送路歪の影
響により波形歪みが生じるために、分散Ψの値も時々刻
々と変化する。
ナイキストのサンプリング定理より、ベースバンド信号
帯域の２倍以上の周波数に選んでおく。そして、例えば
Ａ／Ｄ変換器２２I によりサンプリングされたディジタ
ル復調ベースバンド信号Ｉをアナログ的にイメージする
と図４に示すようなアイパターンとしてイメージでき
る。各符号点のデータはＥ0 又は−Ｅ0 である。ディジ
タル整流器２４はディジタル復調ベースバンド信号Ｉよ
り極性ビットを削除することにより全波整流した整流出
力を形成している。そして、分散計測部２はクロック信
号ＣＬＫ1 によりサンプリングした各復調データＥi と
符号点のデータＥ0 とに基づいて各所定区間Ｎにおける
分散を逐次計測している。この分散Ψは、例えば、 Ψ＝Σ i=0 N （Ｅ0 −Ｅi ）2 により求める。ここで、もしクロック信号ＣＬＫ1 がア
イの最大開口時にディジタル復調ベースバンド信号Ｉを
サンプリングしているなら、その分散Ψの値は常に最小
になっている筈である。しかし、実際には伝送路歪の影
響により波形歪みが生じるために、分散Ψの値も時々刻
々と変化する。
【００１８】図３において、比較部４のコンパレータ４
2 は現時点の分散Ψと１つ前の時点の分散Ψ-1とを比較
しており、もしΨ＞Ψ-1の場合は論理１レベルを出力
し、それ以外の場合は論理０レベルを出力する。この出
力はフリップフロップ３2 のＪ−Ｋ入力端子に接続され
ており、該フリップフロップ３2 はコンパレータ４2 の
出力が論理０レベルの場合はその出力Ｑを反転しない
が、コンパレータ４2 の出力が論理１レベルの場合は、
分散データΨがアベイラブルになった時点に発生するク
ロック信号ＣＬＫ1 ´により、その出力Ｑを反転する。
そして、この出力Ｑによりアップダウンカウンタ３3 の
アップ／ダウンモードが制御され、同時にアップダウン
カウンタ３3 はクロック信号ＣＬＫ1 ´により１カウン
トアップ又は１カウントダウンされる。そして、その時
のカウント値Ｍに従って、ＲＯＭ３4からは様々な位相
のタップ係数ｈ0 〜ｈm が読み出される。
2 は現時点の分散Ψと１つ前の時点の分散Ψ-1とを比較
しており、もしΨ＞Ψ-1の場合は論理１レベルを出力
し、それ以外の場合は論理０レベルを出力する。この出
力はフリップフロップ３2 のＪ−Ｋ入力端子に接続され
ており、該フリップフロップ３2 はコンパレータ４2 の
出力が論理０レベルの場合はその出力Ｑを反転しない
が、コンパレータ４2 の出力が論理１レベルの場合は、
分散データΨがアベイラブルになった時点に発生するク
ロック信号ＣＬＫ1 ´により、その出力Ｑを反転する。
そして、この出力Ｑによりアップダウンカウンタ３3 の
アップ／ダウンモードが制御され、同時にアップダウン
カウンタ３3 はクロック信号ＣＬＫ1 ´により１カウン
トアップ又は１カウントダウンされる。そして、その時
のカウント値Ｍに従って、ＲＯＭ３4からは様々な位相
のタップ係数ｈ0 〜ｈm が読み出される。
【００１９】なお、タップ係数をＲＯＭから読み出すの
は特開昭６１−１０８２３６に開示されており、この部
分については同様の構成にすることが可能である。図４
において、ある時点におけるタップ係数ｈ0 〜ｈm の読
出位相をＡからＢに遅らせた結果、分散Ψは矢印ａの方
向に増大している。そこで、Ψ＞Ψ-1によりタップ係数
ｈ0 〜ｈm の読出位相をＢからＡに反転させると、分散
Ψは矢印ｂの方向に減少する。さらに、Ψ＜Ψ-1により
タップ係数ｈ0 〜ｈm の読出位相をＡからＣに進める
と、分散Ψは更に矢印ｃの方向に減少する。さらに、Ψ
＜Ψ-1によりタップ係数ｈ0 〜ｈm の読出位相をＣから
Ｄに進めると、分散Ψは矢印ｄの方向に増大する。そこ
で、Ψ＞Ψ-1によりタップ係数ｈ0 〜ｈm の読出位相を
ＤからＣに反転させると、分散Ψは矢印ｅの方向に減少
する。こうして、常に分散Ψが最小となるようにタップ
係数ｈ0 〜ｈm の読出位相が制御される。
は特開昭６１−１０８２３６に開示されており、この部
分については同様の構成にすることが可能である。図４
において、ある時点におけるタップ係数ｈ0 〜ｈm の読
出位相をＡからＢに遅らせた結果、分散Ψは矢印ａの方
向に増大している。そこで、Ψ＞Ψ-1によりタップ係数
ｈ0 〜ｈm の読出位相をＢからＡに反転させると、分散
Ψは矢印ｂの方向に減少する。さらに、Ψ＜Ψ-1により
タップ係数ｈ0 〜ｈm の読出位相をＡからＣに進める
と、分散Ψは更に矢印ｃの方向に減少する。さらに、Ψ
＜Ψ-1によりタップ係数ｈ0 〜ｈm の読出位相をＣから
Ｄに進めると、分散Ψは矢印ｄの方向に増大する。そこ
で、Ψ＞Ψ-1によりタップ係数ｈ0 〜ｈm の読出位相を
ＤからＣに反転させると、分散Ψは矢印ｅの方向に減少
する。こうして、常に分散Ψが最小となるようにタップ
係数ｈ0 〜ｈm の読出位相が制御される。
【００２０】なお、この実施例では復調ベースバンド信
号Ｉの分散に基づいてＦＩＲフィルタ１I 及び１Q のタ
ップ係数ｈ0 〜ｈm を制御する場合を述べたが、復調ベ
ースバンド信号Ｑの分散に基づいて制御するようにして
も良い。あるいは、復調ベースバンド信号Ｉ及びＱの各
分散に基づいてＦＩＲフィルタ１I 及び１Q のタップ係
数を夫々独立に制御するようにしても良い。あるいは、
復調ベースバンド信号Ｉ及びＱの各分散の平均値等に基
づいてＦＩＲフィルタ１I 及び１Q のタップ係数を制御
するようにしても良い。
号Ｉの分散に基づいてＦＩＲフィルタ１I 及び１Q のタ
ップ係数ｈ0 〜ｈm を制御する場合を述べたが、復調ベ
ースバンド信号Ｑの分散に基づいて制御するようにして
も良い。あるいは、復調ベースバンド信号Ｉ及びＱの各
分散に基づいてＦＩＲフィルタ１I 及び１Q のタップ係
数を夫々独立に制御するようにしても良い。あるいは、
復調ベースバンド信号Ｉ及びＱの各分散の平均値等に基
づいてＦＩＲフィルタ１I 及び１Q のタップ係数を制御
するようにしても良い。
【００２１】また、ＱＰＳＫ等の直交信号を復調するよ
うな場合には、受信ＩＦ周波数の変動に応じて符号点か
らの進み位相又は遅れ位相の位相誤差Δθを検出でき
る。このような場合には、上記のように分散の時系列な
比較を行う比較部４を設けなくとも、例えば，ある時点
の分散値が所定より大となったことを検出することによ
り、その時点の位相誤差Δθを打ち消す方向に、アップ
ダウンカウンタ３3 を直接制御しても良い。
うな場合には、受信ＩＦ周波数の変動に応じて符号点か
らの進み位相又は遅れ位相の位相誤差Δθを検出でき
る。このような場合には、上記のように分散の時系列な
比較を行う比較部４を設けなくとも、例えば，ある時点
の分散値が所定より大となったことを検出することによ
り、その時点の位相誤差Δθを打ち消す方向に、アップ
ダウンカウンタ３3 を直接制御しても良い。
【００２２】図５は第２実施例の復調方式の構成を示す
図で、図において２１は例えばＱＰＳＫの直交復調部、
２５I ，２５Q はロールオフフィルタ（Ｆ）、６I ，６
Q はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、２４はディジタル整流
器、７は分散計測部、８は制御部、８1 はインバータ回
路、８2 はＪ−Ｋタイプのフリップフロップ（ＦＦ）、
８3 はアップダウンカウンタ（ＣＴＲ）、８4 はＤ／Ａ
変換器（Ｄ／Ａ）、９は比較部、９1 はメモリ（ＭＥ
Ｍ）、９2 はコンパレータ（ＣＭＰ）、５は電圧制御発
振器（ＶＣＯ）である。
図で、図において２１は例えばＱＰＳＫの直交復調部、
２５I ，２５Q はロールオフフィルタ（Ｆ）、６I ，６
Q はＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、２４はディジタル整流
器、７は分散計測部、８は制御部、８1 はインバータ回
路、８2 はＪ−Ｋタイプのフリップフロップ（ＦＦ）、
８3 はアップダウンカウンタ（ＣＴＲ）、８4 はＤ／Ａ
変換器（Ｄ／Ａ）、９は比較部、９1 はメモリ（ＭＥ
Ｍ）、９2 はコンパレータ（ＣＭＰ）、５は電圧制御発
振器（ＶＣＯ）である。
【００２３】図６は第２実施例の復調方式の動作を説明
する図である。ディジタル整流器２４は例えばディジタ
ル復調ベースバンド信号Ｉより極性ビットを削除するこ
とにより全波整流した整流出力を形成している。そし
て、分散計測部７は電圧制御発振器５のクロック信号Ｃ
ＬＫによりサンプリングした各復調データＥi と符号点
のデータＥ0 とに基づいて各所定区間Ｎにおける分散を
逐次計測している。この分散Ψは、例えば、 Ψ＝Σ i=0 N （Ｅ0 −Ｅi ）2 により求める。ここで、もしクロック信号ＣＬＫがアイ
の最大開口部で復調ベースバンド信号ＩをＡ／Ｄ変換し
ているならば、その分散Ψの値は最小になっている筈で
ある。しかし、実際には受信ＩＦ周波数ｆの変動や復調
ベースバンド信号Ｉの歪み等があるために、分散Ψの値
も時々刻々と変化する。
する図である。ディジタル整流器２４は例えばディジタ
ル復調ベースバンド信号Ｉより極性ビットを削除するこ
とにより全波整流した整流出力を形成している。そし
て、分散計測部７は電圧制御発振器５のクロック信号Ｃ
ＬＫによりサンプリングした各復調データＥi と符号点
のデータＥ0 とに基づいて各所定区間Ｎにおける分散を
逐次計測している。この分散Ψは、例えば、 Ψ＝Σ i=0 N （Ｅ0 −Ｅi ）2 により求める。ここで、もしクロック信号ＣＬＫがアイ
の最大開口部で復調ベースバンド信号ＩをＡ／Ｄ変換し
ているならば、その分散Ψの値は最小になっている筈で
ある。しかし、実際には受信ＩＦ周波数ｆの変動や復調
ベースバンド信号Ｉの歪み等があるために、分散Ψの値
も時々刻々と変化する。
【００２４】図５において、比較部９のコンパレータ９
2 は現時点の分散Ψと１つ前の時点の分散Ψ-1とを比較
しており、もしΨ＞Ψ-1の場合は論理１レベルを出力
し、それ以外の場合は論理０レベルを出力する。この出
力はフリップフロップ８2 のＪ−Ｋ入力端子に接続され
ており、該フリップフロップ８2 はコンパレータ９2 の
出力が論理０レベルの場合はその出力Ｑを反転しない
が、コンパレータ９2 の出力が論理１レベルの場合は、
分散データがアベイラブルになった時点に発生するクロ
ック信号ＣＬＫ´により、その出力Ｑを反転する。そし
て、この出力Ｑによりアップダウンカウンタ８3 のアッ
プ／ダウンモードが制御され、同時にアップダウンカウ
ンタ８3 はクロック信号ＣＬＫ´により１カウントアッ
プ又は１カウントダウンされる。そして、その時のカウ
ント値ＭをＤ／Ａ変換器８4 でＤ／Ａ変換することによ
り、電圧制御発振器５の発振周波数を制御している。
2 は現時点の分散Ψと１つ前の時点の分散Ψ-1とを比較
しており、もしΨ＞Ψ-1の場合は論理１レベルを出力
し、それ以外の場合は論理０レベルを出力する。この出
力はフリップフロップ８2 のＪ−Ｋ入力端子に接続され
ており、該フリップフロップ８2 はコンパレータ９2 の
出力が論理０レベルの場合はその出力Ｑを反転しない
が、コンパレータ９2 の出力が論理１レベルの場合は、
分散データがアベイラブルになった時点に発生するクロ
ック信号ＣＬＫ´により、その出力Ｑを反転する。そし
て、この出力Ｑによりアップダウンカウンタ８3 のアッ
プ／ダウンモードが制御され、同時にアップダウンカウ
ンタ８3 はクロック信号ＣＬＫ´により１カウントアッ
プ又は１カウントダウンされる。そして、その時のカウ
ント値ＭをＤ／Ａ変換器８4 でＤ／Ａ変換することによ
り、電圧制御発振器５の発振周波数を制御している。
【００２５】図６において、ある時点におけるアップダ
ウンカウンタ８3 のカウント値をＭ−１からＭ−２に変
えると、クロック信号ＣＬＫの位相はＣＬＫ−ＡからＣ
ＬＫ−Ｂに遅れ、その結果分散Ψは矢印ａの方向に増大
している。そこで、Ψ＞Ψ-1によりカウント値をＭ−２
からＭ−１に反転させると、クロック信号ＣＬＫの位相
はＣＬＫ−ＢからＣＬＫ−Ａに進み、分散Ψは矢印ｂの
方向に減少する。さらに、Ψ＜Ψ-1によりカウント値を
Ｍ−１からＭに変えると、クロック信号ＣＬＫの位相は
ＣＬＫ−ＢからＣＬＫ−Ｃに進み、分散Ψはさらに矢印
ｃの方向に減少する。さらに、Ψ＜Ψ-1によりカウント
値をＭからＭ＋１に変えると、クロック信号ＣＬＫの位
相はＣＬＫ−ＣからＣＬＫ−Ｄに進み、分散Ψは矢印ｄ
の方向に増大している。そこで、Ψ＞Ψ-1によりカウン
ト値をＭ＋１からＭに反転させると、クロック信号ＣＬ
Ｋの位相はＣＬＫ−ＤからＣＬＫ−Ｃに遅れ、分散Ψは
矢印ｅの方向に減少する。こうして、常に分散Ψが最小
となるように電圧制御発振器５の制御電圧が制御され
る。
ウンカウンタ８3 のカウント値をＭ−１からＭ−２に変
えると、クロック信号ＣＬＫの位相はＣＬＫ−ＡからＣ
ＬＫ−Ｂに遅れ、その結果分散Ψは矢印ａの方向に増大
している。そこで、Ψ＞Ψ-1によりカウント値をＭ−２
からＭ−１に反転させると、クロック信号ＣＬＫの位相
はＣＬＫ−ＢからＣＬＫ−Ａに進み、分散Ψは矢印ｂの
方向に減少する。さらに、Ψ＜Ψ-1によりカウント値を
Ｍ−１からＭに変えると、クロック信号ＣＬＫの位相は
ＣＬＫ−ＢからＣＬＫ−Ｃに進み、分散Ψはさらに矢印
ｃの方向に減少する。さらに、Ψ＜Ψ-1によりカウント
値をＭからＭ＋１に変えると、クロック信号ＣＬＫの位
相はＣＬＫ−ＣからＣＬＫ−Ｄに進み、分散Ψは矢印ｄ
の方向に増大している。そこで、Ψ＞Ψ-1によりカウン
ト値をＭ＋１からＭに反転させると、クロック信号ＣＬ
Ｋの位相はＣＬＫ−ＤからＣＬＫ−Ｃに遅れ、分散Ψは
矢印ｅの方向に減少する。こうして、常に分散Ψが最小
となるように電圧制御発振器５の制御電圧が制御され
る。
【００２６】なお、この実施例ではディジタル復調ベー
スバンド信号Ｉの分散に基づいて電圧制御発振器５の制
御電圧を制御する場合を述べたが、復調ベースバンド信
号Ｑの分散に基づいて制御するようにしても良い。ある
いは、復調ベースバンド信号Ｉ及びＱの各分散に基づい
て複数の電圧制御発振器の制御電圧を夫々独立に制御す
るようにしても良い。あるいは、復調ベースバンド信号
Ｉ及びＱの各分散の平均値等に基づいて電圧制御発振器
５の制御電圧を制御するようにしても良い。
スバンド信号Ｉの分散に基づいて電圧制御発振器５の制
御電圧を制御する場合を述べたが、復調ベースバンド信
号Ｑの分散に基づいて制御するようにしても良い。ある
いは、復調ベースバンド信号Ｉ及びＱの各分散に基づい
て複数の電圧制御発振器の制御電圧を夫々独立に制御す
るようにしても良い。あるいは、復調ベースバンド信号
Ｉ及びＱの各分散の平均値等に基づいて電圧制御発振器
５の制御電圧を制御するようにしても良い。
【００２７】また、ＱＰＳＫ等の直交信号を復調するよ
うな場合には、受信ＩＦ周波数の変動に応じて符号点か
らの進み位相又は遅れ位相の位相誤差Δθを検出でき
る。このような場合には、上記のように分散の時系列な
比較を行う比較部４を設けなくとも、例えばある時点の
分散値が所定より大となったことを検出することによ
り、その時点の位相誤差Δθを打ち消す方向に、アップ
ダウンカウンタ８3 を直接制御するように構成しても良
い。
うな場合には、受信ＩＦ周波数の変動に応じて符号点か
らの進み位相又は遅れ位相の位相誤差Δθを検出でき
る。このような場合には、上記のように分散の時系列な
比較を行う比較部４を設けなくとも、例えばある時点の
分散値が所定より大となったことを検出することによ
り、その時点の位相誤差Δθを打ち消す方向に、アップ
ダウンカウンタ８3 を直接制御するように構成しても良
い。
【００２８】また、この実施例では電圧制御発振器５の
クロック周波数を制御したが、電圧制御発振器５のクロ
ック位相を制御するように構成しても良い。また、上記
実施例ではＱＰＳＫの場合を述べたが、ＢＰＳＫやＱＡ
Ｍ等についても本発明を適用可能である。
クロック周波数を制御したが、電圧制御発振器５のクロ
ック位相を制御するように構成しても良い。また、上記
実施例ではＱＰＳＫの場合を述べたが、ＢＰＳＫやＱＡ
Ｍ等についても本発明を適用可能である。
【００２９】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、復調ベ
ースバンド信号をフィルタリングするＦＩＲフィルタ１
であってタップ係数ｈ0 〜ｈm を可変なものと、ＦＩＲ
フィルタ１の出力の各所定タイミングにおけるアイの分
散を計測する分散計測部２と、分散計測部２の出力の分
散値に従ってＦＩＲフィルタ１のタップ係数を制御する
制御部３とを備え、制御部３は分散計測部２の出力の分
散値が最小となるようにＦＩＲフィルタ１のタップ係数
を制御するので、伝送路特性の変化により入力の復調ベ
ースバンド信号が歪んでいても、ＦＩＲフィルタ１を通
過した後は、常にそのアイの最大開口部がクロック信号
ＣＬＫのサンプリング位相と合っているから、常に最適
の状態で符号の識別が行える。しかも、本発明によれ
ば、クロック再生に伴うＰＬＬやＶＣＯが不要となる
上、クロック同期の高速化が可能になる。しかも、演算
はデータ速度で行えるので、高速データの伝送に適用で
きる。
ースバンド信号をフィルタリングするＦＩＲフィルタ１
であってタップ係数ｈ0 〜ｈm を可変なものと、ＦＩＲ
フィルタ１の出力の各所定タイミングにおけるアイの分
散を計測する分散計測部２と、分散計測部２の出力の分
散値に従ってＦＩＲフィルタ１のタップ係数を制御する
制御部３とを備え、制御部３は分散計測部２の出力の分
散値が最小となるようにＦＩＲフィルタ１のタップ係数
を制御するので、伝送路特性の変化により入力の復調ベ
ースバンド信号が歪んでいても、ＦＩＲフィルタ１を通
過した後は、常にそのアイの最大開口部がクロック信号
ＣＬＫのサンプリング位相と合っているから、常に最適
の状態で符号の識別が行える。しかも、本発明によれ
ば、クロック再生に伴うＰＬＬやＶＣＯが不要となる
上、クロック同期の高速化が可能になる。しかも、演算
はデータ速度で行えるので、高速データの伝送に適用で
きる。
【００３０】また本発明によれば、クロック周波数又は
クロック位相を可変なクロック発生部５と、復調ベース
バンド信号をクロック発生部５のクロックタイミングで
量子化する量子化部６と、量子化部６の出力の前記クロ
ックタイミングにおけるアイの分散を計測する分散計測
部７と、分散計測部７の出力の分散値に従ってクロック
発生部５のクロック周波数又はクロック位相を制御する
制御部８とを備え、制御部８は分散計測部７の出力の分
散値が最小となるようにクロック発生部５のクロック周
波数又はクロック位相を制御するので、伝送路特性の変
化により入力の復調ベースバンド信号が歪んでいても、
量子化部６で量子化したデータは常にアイの最大開口部
で量子化したデータであるから、常に最適の状態で符号
の識別が行える。
クロック位相を可変なクロック発生部５と、復調ベース
バンド信号をクロック発生部５のクロックタイミングで
量子化する量子化部６と、量子化部６の出力の前記クロ
ックタイミングにおけるアイの分散を計測する分散計測
部７と、分散計測部７の出力の分散値に従ってクロック
発生部５のクロック周波数又はクロック位相を制御する
制御部８とを備え、制御部８は分散計測部７の出力の分
散値が最小となるようにクロック発生部５のクロック周
波数又はクロック位相を制御するので、伝送路特性の変
化により入力の復調ベースバンド信号が歪んでいても、
量子化部６で量子化したデータは常にアイの最大開口部
で量子化したデータであるから、常に最適の状態で符号
の識別が行える。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は本発明の原理的構成図である。
【図３】図３は第１実施例の復調方式の構成を示す図で
ある。
ある。
【図４】図４は第１実施例の復調方式の動作を説明する
図である。
図である。
【図５】図５は第２実施例の復調方式の構成を示す図で
ある。
ある。
【図６】図６は第２実施例の復調方式の動作を説明する
図である。
図である。
【図７】図７は従来の復調方式の構成を示す図である。
【図８】図８は従来の復調方式の動作を説明する図であ
る。
る。
１ ＦＩＲフィルタ ２ 分散計測部 ３ 制御部 ５ クロック発生部 ６ 量子化部 ７ 分散計測部 ８ 制御部
Claims (4)
- 【請求項１】 復調ベースバンド信号をフィルタリング
するＦＩＲフィルタ（１）であってタップ係数（ｈ0 〜
ｈm ）を可変なものと、 ＦＩＲフィルタ（１）の出力の各所定タイミングにおけ
るアイの分散を計測する分散計測部（２）と、 分散計測部（２）の出力の分散値に従ってＦＩＲフィル
タ（１）のタップ係数を制御する制御部（３）とを備
え、 制御部（３）は分散計測部（２）の出力の分散値が最小
となるようにＦＩＲフィルタ（１）のタップ係数を制御
することを特徴とするディジタル通信における復調方
式。 - 【請求項２】 制御部（３）は、分散計測部（２）の出
力の各分散値を時系列に比較する比較部（４）を備え、
比較部（４）の比較出力に基づいて分散値が最小となる
ようにＦＩＲフィルタ（１）のタップ係数を制御するこ
とを特徴とする請求項１のディジタル通信における復調
方式。 - 【請求項３】 クロック周波数又はクロック位相を可変
なクロック発生部（５）と、 復調ベースバンド信号をクロック発生部（５）のクロッ
クタイミングで量子化する量子化部（６）と、 量子化部（６）の出力の前記クロックタイミングにおけ
るアイの分散を計測する分散計測部（７）と、 分散計測部（７）の出力の分散値に従ってクロック発生
部（５）のクロック周波数又はクロック位相を制御する
制御部（８）とを備え、 制御部（８）は分散計測部（７）の出力の分散値が最小
となるようにクロック発生部（５）のクロック周波数又
はクロック位相を制御することを特徴とするディジタル
通信における復調方式。 - 【請求項４】 制御部（８）は、分散計測部（７）の出
力の各分散値を時系列に比較する比較部（９）を備え、
比較部（９）の比較出力に基づいて分散値が最小となる
ようにクロック発生部（５）のクロック周波数又はクロ
ック位相を制御することを特徴とする請求項３のディジ
タル通信における復調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05133992A JP3267657B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | ディジタル通信における復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05133992A JP3267657B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | ディジタル通信における復調方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05260108A true JPH05260108A (ja) | 1993-10-08 |
| JP3267657B2 JP3267657B2 (ja) | 2002-03-18 |
Family
ID=12884171
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05133992A Expired - Fee Related JP3267657B2 (ja) | 1992-03-10 | 1992-03-10 | ディジタル通信における復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3267657B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07115446A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-05-02 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | デジタル位相変調のクロック再生器 |
| JPH07162467A (ja) * | 1993-10-14 | 1995-06-23 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | Ｍ相ｐｓｋ変調のクロック抽出器 |
| US6593805B2 (en) | 2000-05-09 | 2003-07-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Demodulation apparatus |
| US7116730B2 (en) | 2000-05-09 | 2006-10-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Demodulation apparatus |
| JP2008301537A (ja) * | 1996-02-27 | 2008-12-11 | Thomson Consumer Electronics Inc | ディジタル信号処理装置におけるタイミング再生装置 |
| WO2012121151A1 (ja) * | 2011-03-10 | 2012-09-13 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 超高速無線通信を行う受信機側におけるサンプリング周波数および位相オフセットのオンザフライ補償 |
-
1992
- 1992-03-10 JP JP05133992A patent/JP3267657B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07162467A (ja) * | 1993-10-14 | 1995-06-23 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | Ｍ相ｐｓｋ変調のクロック抽出器 |
| JPH07115446A (ja) * | 1993-10-20 | 1995-05-02 | Uchu Tsushin Kiso Gijutsu Kenkyusho:Kk | デジタル位相変調のクロック再生器 |
| JP2008301537A (ja) * | 1996-02-27 | 2008-12-11 | Thomson Consumer Electronics Inc | ディジタル信号処理装置におけるタイミング再生装置 |
| US6593805B2 (en) | 2000-05-09 | 2003-07-15 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Demodulation apparatus |
| US7116730B2 (en) | 2000-05-09 | 2006-10-03 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Demodulation apparatus |
| WO2012121151A1 (ja) * | 2011-03-10 | 2012-09-13 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 超高速無線通信を行う受信機側におけるサンプリング周波数および位相オフセットのオンザフライ補償 |
| JP5476506B2 (ja) * | 2011-03-10 | 2014-04-23 | インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション | 超高速無線通信を行う受信機側におけるサンプリング周波数および位相オフセットのオンザフライ補償 |
| US8971397B2 (en) | 2011-03-10 | 2015-03-03 | International Business Machines Corporation | On-the-fly compensation of sampling frequency and phase offset in receiver performing ultra-high-speed wireless communication |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3267657B2 (ja) | 2002-03-18 |
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