JPS5885911A - 波形等化方法 - Google Patents
波形等化方法Info
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- JPS5885911A JPS5885911A JP18502081A JP18502081A JPS5885911A JP S5885911 A JPS5885911 A JP S5885911A JP 18502081 A JP18502081 A JP 18502081A JP 18502081 A JP18502081 A JP 18502081A JP S5885911 A JPS5885911 A JP S5885911A
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- reproduced
- reproduced signal
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/027—Analogue recording
- G11B5/035—Equalising
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は信号を再生する時の波形等化方法に関し、特に
磁気記録媒体に記録されたディジタル信号を再生するに
際して、再生信号レベルを低下させずに、効果的に再生
波形のピークシフトを補正しようとするものである。
磁気記録媒体に記録されたディジタル信号を再生するに
際して、再生信号レベルを低下させずに、効果的に再生
波形のピークシフトを補正しようとするものである。
ディジタル信号を磁気記録媒体上に記録し、該記録信号
を再生する装置等において、近年高密度記録を実現する
ための種々の試みが行なわれている。この高密度記録を
はばむ大きな要因として、ディジタル信号の磁化反転間
隔が縮まった場合の再生信号のパターンピークシフトが
ある。すなわち第１図（７）に示すような記録磁化１に
対して、再生信号は第１図（イ）に示すように記録磁化
１の立上りに対する孤立再生波２および記録磁化１の立
下シに対する孤立再生波３との重ね合せにより得られる
再生信号４となるが、この重ね合せにより、記録時の磁
化反転間隔りに対して再生信号４のピーク間隔はＳとな
って磁化反転間隔すよりも大きくなシ、ピーク位置がず
れていわゆるピークシフ３ ＡＨ−シ トが生じる。特に高密度記録を実現するために磁化反転
間隔りを小さくすればする程、ピークシフトは大きくな
り、正しいディジタル信号を再生できなくなる。
を再生する装置等において、近年高密度記録を実現する
ための種々の試みが行なわれている。この高密度記録を
はばむ大きな要因として、ディジタル信号の磁化反転間
隔が縮まった場合の再生信号のパターンピークシフトが
ある。すなわち第１図（７）に示すような記録磁化１に
対して、再生信号は第１図（イ）に示すように記録磁化
１の立上りに対する孤立再生波２および記録磁化１の立
下シに対する孤立再生波３との重ね合せにより得られる
再生信号４となるが、この重ね合せにより、記録時の磁
化反転間隔りに対して再生信号４のピーク間隔はＳとな
って磁化反転間隔すよりも大きくなシ、ピーク位置がず
れていわゆるピークシフ３ ＡＨ−シ トが生じる。特に高密度記録を実現するために磁化反転
間隔りを小さくすればする程、ピークシフトは大きくな
り、正しいディジタル信号を再生できなくなる。
ピークシフトを少なくするためには、第１図から理解さ
れるように、孤立再生波２，３のすその広がりを少なく
すれば良い。そこで、従来から提案されて翳るのが余弦
等化方式である。この信号処理の過程を第２図（７）〜
（イ）に示す。記録媒体からの微小再生信号を増幅した
第２図（７）の信号ｆｉ（りの前縁、後縁にこの再生信
号ｆｉ（ｔ）と相似な波形じさせ、第２図に）に示すそ
れらの和、 （ｆ、 （ｔ＋τ）＋ｆ、Ｃｔ−τ）８
を再・生信号ｆ、（１）より減算することにより孤立再
生波のすその広がりを除去し、再生信号のピークシフト
を減少させた第２図（３）の波形を得ることができる。
れるように、孤立再生波２，３のすその広がりを少なく
すれば良い。そこで、従来から提案されて翳るのが余弦
等化方式である。この信号処理の過程を第２図（７）〜
（イ）に示す。記録媒体からの微小再生信号を増幅した
第２図（７）の信号ｆｉ（りの前縁、後縁にこの再生信
号ｆｉ（ｔ）と相似な波形じさせ、第２図に）に示すそ
れらの和、 （ｆ、 （ｔ＋τ）＋ｆ、Ｃｔ−τ）８
を再・生信号ｆ、（１）より減算することにより孤立再
生波のすその広がりを除去し、再生信号のピークシフト
を減少させた第２図（３）の波形を得ることができる。
ところで、この余弦等化方式では減算する補正信号８は
再生信号６と同極性のため、余弦等化後−の出力信号９
ｆｏ（ｔ）はすそ広がりの少々い波形に６ ページ はなるが同時に振幅も低下する。ピークシフトを抑圧す
るために余弦等化を複数段用いた場合には、それだけ振
動の低下も大きく、等化後の信号のＳ／Ｎ比が悪くなシ
、雑音によるピークシフトが問題となる。
再生信号６と同極性のため、余弦等化後−の出力信号９
ｆｏ（ｔ）はすそ広がりの少々い波形に６ ページ はなるが同時に振幅も低下する。ピークシフトを抑圧す
るために余弦等化を複数段用いた場合には、それだけ振
動の低下も大きく、等化後の信号のＳ／Ｎ比が悪くなシ
、雑音によるピークシフトが問題となる。
本発明は、上記従来の欠点をなくすものであり、再生信
号の所定時間前方に再生信号の微分信号を作成して再生
信号から減算し、再生付゛号の所定時間後方に再生信号
の微分信号を作成して再生信号に加算することにより、
再生信号振幅を低下させずに、効果的に孤立再生波のす
その広がりを除去し、ピークシフトを減少させることを
特徴とするものである。
号の所定時間前方に再生信号の微分信号を作成して再生
信号から減算し、再生付゛号の所定時間後方に再生信号
の微分信号を作成して再生信号に加算することにより、
再生信号振幅を低下させずに、効果的に孤立再生波のす
その広がりを除去し、ピークシフトを減少させることを
特徴とするものである。
以下、本発明の一実施例を図面に示して説明する。第３
図は本発明の波形等化方法を実現する装置の一例を示す
ブロック構成図、第４図（７）〜（ト）は第３図の要部
波形図である。
図は本発明の波形等化方法を実現する装置の一例を示す
ブロック構成図、第４図（７）〜（ト）は第３図の要部
波形図である。
磁気記録媒体上の信号を磁気ヘッドにより検出し、前置
増幅により信号処理に必要なレベルまで増幅した再生信
号１６（ここでは便宜的にｆｉ（ｔ＋τ）と表わすこと
にする。）は、定遅延回路１ｏに供給され、一定時間τ
１ だけ遅延されて第４図（イ）に示す出力１６（ｆ、
（ｔ））となる。またこの再生信号１６は微分回路１１
に供給される。この定遅延回路１ｏの出力１６の出力１
６は加減算回路１４と次段の定遅延回路１２とに供給さ
れる。該定遅延回路１０の出力１６が補正されるべき信
号である。
増幅により信号処理に必要なレベルまで増幅した再生信
号１６（ここでは便宜的にｆｉ（ｔ＋τ）と表わすこと
にする。）は、定遅延回路１ｏに供給され、一定時間τ
１ だけ遅延されて第４図（イ）に示す出力１６（ｆ、
（ｔ））となる。またこの再生信号１６は微分回路１１
に供給される。この定遅延回路１ｏの出力１６の出力１
６は加減算回路１４と次段の定遅延回路１２とに供給さ
れる。該定遅延回路１０の出力１６が補正されるべき信
号である。
前記定遅延回路１０．１２は、例えば第６図に示す演算
増幅器を用いた全域通過定遅延回路で実現できる。各素
子の値は式（１）の伝達関数を実現するように式（２）
の関係を満足させればよい。
増幅器を用いた全域通過定遅延回路で実現できる。各素
子の値は式（１）の伝達関数を実現するように式（２）
の関係を満足させればよい。
但し、Ｒ２Ｒ３＝ａＲ１Ｒ４
ここで、Ｇは増幅度を与え、時間遅れ量Ｔｄが与えられ
ると なる関係より、各素子の値が決定できる。上記の全域通
過定遅延フィルタはほぼτω。の周波数の信号まで遅れ
量が一定になる。補正されるべき信号の最高周波数ωの
周期Ｔに比較して、遅れ量τはτくｉ ・・・
・・・（４） であるので、 ωく２ω。 ・・・・・・（６） を満足する。よって、この全域通過定遅延フィルタは信
号帯域内で十分定遅延回路として動作する。
ると なる関係より、各素子の値が決定できる。上記の全域通
過定遅延フィルタはほぼτω。の周波数の信号まで遅れ
量が一定になる。補正されるべき信号の最高周波数ωの
周期Ｔに比較して、遅れ量τはτくｉ ・・・
・・・（４） であるので、 ωく２ω。 ・・・・・・（６） を満足する。よって、この全域通過定遅延フィルタは信
号帯域内で十分定遅延回路として動作する。
そして第６図に示したコンデンサの容量の値を変えるこ
とにより容易に遅延量を変えることができる。また、遅
延線を用いて前記定遅延回路１０゜１２を構成すること
ができる。
とにより容易に遅延量を変えることができる。また、遅
延線を用いて前記定遅延回路１０゜１２を構成すること
ができる。
さて、微分回路１１に供給された信号は微分されて′、
Ｋ１倍に増幅され、その出力として第４図力に示す微分
信号１７が得られる。この微分信号７ ベーン ｄ １７はに１丁−１−ｆ、（ｔ＋τ１）と表わされる。定
遅延回路１０における遅延量τ１は、例えば、微分信号
１７の２つのピーク点の内で、補正されるべき信号１６
に対して逆極性のピーク点と１６のピーク点とが一致す
る遅延量τ に設定する。信号１６は定遅延回路１２で
更に一定時間τ だけ遅延され、微分回路１３で微分さ
れ、Ｋ２倍に増幅さね、その出力として第４図に）に示
す微分信号１８が得られる。この微分信号１８はに２−
Ｈｆｉ（ｔ−τ２）と表わされる。定遅延回路１２にお
ける遅延量τ２は、例えば、微分波１８の２つのピーク
点の内で、補正されるべき信号１６に対して同極性のピ
ーク点と１６のピーク点が一致する遅延量τ２に設定す
る。
Ｋ１倍に増幅され、その出力として第４図力に示す微分
信号１７が得られる。この微分信号７ ベーン ｄ １７はに１丁−１−ｆ、（ｔ＋τ１）と表わされる。定
遅延回路１０における遅延量τ１は、例えば、微分信号
１７の２つのピーク点の内で、補正されるべき信号１６
に対して逆極性のピーク点と１６のピーク点とが一致す
る遅延量τ に設定する。信号１６は定遅延回路１２で
更に一定時間τ だけ遅延され、微分回路１３で微分さ
れ、Ｋ２倍に増幅さね、その出力として第４図に）に示
す微分信号１８が得られる。この微分信号１８はに２−
Ｈｆｉ（ｔ−τ２）と表わされる。定遅延回路１２にお
ける遅延量τ２は、例えば、微分波１８の２つのピーク
点の内で、補正されるべき信号１６に対して同極性のピ
ーク点と１６のピーク点が一致する遅延量τ２に設定す
る。
前記微分回路１１．１３は第６図に示すように演算増幅
器を用いて構成できる。増幅度へ１．町井フィードバッ
ク抵抗Ｒを可変抵抗器で構成することにより調整するこ
とができる。
器を用いて構成できる。増幅度へ１．町井フィードバッ
ク抵抗Ｒを可変抵抗器で構成することにより調整するこ
とができる。
このようにして得られた微分信号１７．１８は特開昭５
８−８５９１１ （３） 補正されるべき信号１６とともに加減算回路１４に供給
される。加減算回路１４では、信号１６に微分信号１８
より微分信号１７を減算した信号を加える。これは信号
１６より第１図（４）に示す合成信号１９（この合成信
号はτ、＝τ２−τ としたときＫｌｄｔｆｌ（ｔ＋τ
）−に２πｆｉ（ｔ−τ）である。）を減算することと
同等である。その結果、部域算回路１４の出力にはすそ
の広がりの少ない再生信号２゜が得られることになる。
８−８５９１１ （３） 補正されるべき信号１６とともに加減算回路１４に供給
される。加減算回路１４では、信号１６に微分信号１８
より微分信号１７を減算した信号を加える。これは信号
１６より第１図（４）に示す合成信号１９（この合成信
号はτ、＝τ２−τ としたときＫｌｄｔｆｌ（ｔ＋τ
）−に２πｆｉ（ｔ−τ）である。）を減算することと
同等である。その結果、部域算回路１４の出力にはすそ
の広がりの少ない再生信号２゜が得られることになる。
なおこの再生信号２ｏはｆｏ（ｔ）＝ｆｉ（ｔ）−に１
７−Ｈｆ、 （ｔ＋τ）−臂ｆｓ （’−τ）と表され
る。
７−Ｈｆ、 （ｔ＋τ）−臂ｆｓ （’−τ）と表され
る。
加減算回路１４は演算増幅器を用いて第７図に示すよう
に構成できる。入出力関係式は第７図の場合、 ｖ２゜＝ｖ１６−■、７＋ｖ１８ ・・・・・個と
なる。ここで補正されるべき信号１６をｖｌ、６、微分
信号１７をｖ、７、微分信号１８をｖ１８とすれば補正
に必要な加減算を実現することができる。
に構成できる。入出力関係式は第７図の場合、 ｖ２゜＝ｖ１６−■、７＋ｖ１８ ・・・・・個と
なる。ここで補正されるべき信号１６をｖｌ、６、微分
信号１７をｖ、７、微分信号１８をｖ１８とすれば補正
に必要な加減算を実現することができる。
上記の実施例において、このようにすその広がりの少な
い出力信号２ｏが得られるのは、第４図より明らかなよ
うに、再生信号１６より減算する合成信号１９は再生信
号１６のピーク近傍で再生信号１６と逆極性であり、か
つ再生信号１６のピークと合成信号１９のピーク（逆極
性）とが一致しているので、減算□することにより再生
信号１６のピーク近傍は増幅されるが、一方合成信号１
９は再生信号１６のピークから離れた位置に、再生信号
１６と同極性を持った２つのピークを有しているので、
減算することにより再生信号のすその広がりが抑圧され
るためである。前記従来の余弦等化方式では再生信号６
のピークの位置での、減算する合成信号８の極性がピー
クの極性と同じであるので、補正後の信号９の振幅は補
正前よりも減少し、補正後のＳ／Ｎ比が劣化するが、本
発明では上記実施例からも明らかなように補正後の信号
の振幅は増加する。更に、再生信号のすその部分を抑圧
し、ピーク近傍を強調することができるのであるので余
弦等化方式に比べてすその広がシの抑圧効果が大きい。
い出力信号２ｏが得られるのは、第４図より明らかなよ
うに、再生信号１６より減算する合成信号１９は再生信
号１６のピーク近傍で再生信号１６と逆極性であり、か
つ再生信号１６のピークと合成信号１９のピーク（逆極
性）とが一致しているので、減算□することにより再生
信号１６のピーク近傍は増幅されるが、一方合成信号１
９は再生信号１６のピークから離れた位置に、再生信号
１６と同極性を持った２つのピークを有しているので、
減算することにより再生信号のすその広がりが抑圧され
るためである。前記従来の余弦等化方式では再生信号６
のピークの位置での、減算する合成信号８の極性がピー
クの極性と同じであるので、補正後の信号９の振幅は補
正前よりも減少し、補正後のＳ／Ｎ比が劣化するが、本
発明では上記実施例からも明らかなように補正後の信号
の振幅は増加する。更に、再生信号のすその部分を抑圧
し、ピーク近傍を強調することができるのであるので余
弦等化方式に比べてすその広がシの抑圧効果が大きい。
その結果、必要なピークシフト補正に対して余弦等化方
式に比べて少ない処理段数でピークシフト補正を実現で
きる。
式に比べて少ない処理段数でピークシフト補正を実現で
きる。
また遅延量で１．τ２については、実施例で示したピー
クをそろえる値に限らず、再生波形に応じて、すその広
がりの抑圧が効果的に実現できる値に調整することがで
きる。このときτ１．τ２の値は実施例で示したピーク
をそろえるだめの値よりも短い範囲で選定しなければす
その広がりの抑圧が効果的に実現できない。増幅度に１
．ＩＣ２についてもτ１．τ２と同様に調整することが
できる。τ２に比してτ１ を小さく、あるいはに２に
比してに１を大きくすれば再生信号の前線のすその抑圧
かでき、τ に比してτ２を小さく、あるいはに１
に比してに２を大きくすれば再生信号の後縁のすそを抑
圧することができる。このような調整によって再生信号
の波形を微妙に補正することが可能である。
クをそろえる値に限らず、再生波形に応じて、すその広
がりの抑圧が効果的に実現できる値に調整することがで
きる。このときτ１．τ２の値は実施例で示したピーク
をそろえるだめの値よりも短い範囲で選定しなければす
その広がりの抑圧が効果的に実現できない。増幅度に１
．ＩＣ２についてもτ１．τ２と同様に調整することが
できる。τ２に比してτ１ を小さく、あるいはに２に
比してに１を大きくすれば再生信号の前線のすその抑圧
かでき、τ に比してτ２を小さく、あるいはに１
に比してに２を大きくすれば再生信号の後縁のすそを抑
圧することができる。このような調整によって再生信号
の波形を微妙に補正することが可能である。
な、お上記第４７図のブロック図における定遅延回路１
０ 、１２．微分回路１１，１３．加減算回路は、第６
図〜第７図に示した回路に限らず他の構成のものでも実
現可能であることはいうまでもな１１ ページ い。
０ 、１２．微分回路１１，１３．加減算回路は、第６
図〜第７図に示した回路に限らず他の構成のものでも実
現可能であることはいうまでもな１１ ページ い。
以上のように本発明の波形等化方法によれば、ディジタ
ル信号の再生信号に対し、所定時間前方および後方にこ
の再生信号の第１．第２の微分信号を形成し、前記再生
信号から第１の微分信号を減算し、前記再生信号に第２
の微分信号を加算することにより、再生信号の波形のす
その広がシを抑圧しピークシフトを減少させることが可
能であり、かつ再生信号のレベルを低下させず逆にピー
ク点の振幅を大となすことが可能な優れた波形等化方法
を実現できるものである。
ル信号の再生信号に対し、所定時間前方および後方にこ
の再生信号の第１．第２の微分信号を形成し、前記再生
信号から第１の微分信号を減算し、前記再生信号に第２
の微分信号を加算することにより、再生信号の波形のす
その広がシを抑圧しピークシフトを減少させることが可
能であり、かつ再生信号のレベルを低下させず逆にピー
ク点の振幅を大となすことが可能な優れた波形等化方法
を実現できるものである。
第１図（７）、（イ）は記録磁化と再生信号との関係を
示す波形図、第２図（７）〜（３）は従来の波形等化方
法を説明するための波形図、第３図は本発明波形等化方
法の一実施例における装置を示すブロック図、第４図（
７）〜（力は上記ブロック図の要部における信号の波形
図、第６図、第６図、第７図は第３図に用いる各回路の
一実施例を２示す回路図である。 １０・・・・・・定遅延回路、１１・・・・・・微分回
路、１２・・・・・・定遅延回路、１３・・・・・・微
分回路、１４・・・・・・加減算回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はが１名、： 第１図 第２ａＩｆ ３８１
示す波形図、第２図（７）〜（３）は従来の波形等化方
法を説明するための波形図、第３図は本発明波形等化方
法の一実施例における装置を示すブロック図、第４図（
７）〜（力は上記ブロック図の要部における信号の波形
図、第６図、第６図、第７図は第３図に用いる各回路の
一実施例を２示す回路図である。 １０・・・・・・定遅延回路、１１・・・・・・微分回
路、１２・・・・・・定遅延回路、１３・・・・・・微
分回路、１４・・・・・・加減算回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はが１名、： 第１図 第２ａＩｆ ３８１
Claims (2)
- （１）磁気記録媒体に記録されたディジタル信号を再生
するに際して、得られた再生信号の所定時間前方及び所
定時間後方に、この再生信号の第１゜第２の微分信号を
生ぜしめ、前記前方に位置する第１の微分信号を前記再
生信号より減算し、前記後方に位置する第２の微分信号
を前記再生信号に加算することを特徴とする波形等化方
法。 - （２）前方への所定時間を、再生信号よシ前方に位置す
る第１の微分信号の２つのピーク点の内で、再生信号に
対して逆極性のピーク点と再生信号のピーク点が一致す
る時間以下とし、後方への所定時間を、再生信号よシ後
方に位置する第２の微分信号の２つのピーク点の内で、
再生信号に対して同極性のピーク点と再生信号のピーク
点が一致する時間以下とすることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の波形等化方法。 ２ 。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18502081A JPS5885911A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 波形等化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18502081A JPS5885911A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 波形等化方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5885911A true JPS5885911A (ja) | 1983-05-23 |
| JPH0125131B2 JPH0125131B2 (ja) | 1989-05-16 |
Family
ID=16163363
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18502081A Granted JPS5885911A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 波形等化方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5885911A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04310014A (ja) * | 1991-04-08 | 1992-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | 信号波形処理装置 |
| JPH05343991A (ja) * | 1992-06-11 | 1993-12-24 | Shodenryoku Kosoku Tsushin Kenkyusho:Kk | 電圧波形のスムージング回路 |
| EP0693213A1 (en) * | 1993-04-06 | 1996-01-24 | Cirrus Logic, Inc. | Spectral smoothing filter |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5856320U (ja) * | 1981-10-13 | 1983-04-16 | ソニー株式会社 | デジタル記録再生回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2914031C2 (de) * | 1979-04-06 | 1981-01-15 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Ultraschallwandler |
-
1981
- 1981-11-18 JP JP18502081A patent/JPS5885911A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5856320U (ja) * | 1981-10-13 | 1983-04-16 | ソニー株式会社 | デジタル記録再生回路 |
Cited By (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPH04310014A (ja) * | 1991-04-08 | 1992-11-02 | Mitsubishi Electric Corp | 信号波形処理装置 |
| JPH05343991A (ja) * | 1992-06-11 | 1993-12-24 | Shodenryoku Kosoku Tsushin Kenkyusho:Kk | 電圧波形のスムージング回路 |
| EP0693213A1 (en) * | 1993-04-06 | 1996-01-24 | Cirrus Logic, Inc. | Spectral smoothing filter |
| EP0693213A4 (ja) * | 1993-04-06 | 1996-02-21 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0125131B2 (ja) | 1989-05-16 |
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