JPS5872375A - 単相ｐｗｍモジユレ−タの制御方法 - Google Patents
単相ｐｗｍモジユレ−タの制御方法Info
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- JPS5872375A JPS5872375A JP56170008A JP17000881A JPS5872375A JP S5872375 A JPS5872375 A JP S5872375A JP 56170008 A JP56170008 A JP 56170008A JP 17000881 A JP17000881 A JP 17000881A JP S5872375 A JPS5872375 A JP S5872375A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、サーボアンプに用いられるＤＣ／ＤＣコンバ
ータめＰＷＭモジュレータの制御方法に関する。
ータめＰＷＭモジュレータの制御方法に関する。
単相ＰＷＭ（パルス幅変調）ＤＣ／ＤＣサーボアンプの
構成な表わ１略線図を第１図に示す。
構成な表わ１略線図を第１図に示す。
サーボアンプ１０３は制御開閉素子Ｘ□、ＸＩ、Ｘ。
、又、がブリッジ状にしてなり、これに電源１０１と負
荷１０２が接続されている。Ｅは電源電圧、ｅは負荷へ
の出力電圧、ｉは出力電流であり、制御開閉素子ｘ１．
ｘ１．ｘ！、ｘ、への制御出力信号をｘ、 、 ｘ□、
ｘ２． ｘ２ としたとき（Ｘ１ｓ Ｘｌ ）のと
り得る状態は、１をオン、０をオフとすれば（０，０）
、（１，０）、（１，１）、（Ｏｔｌ）−〇−１ の４モードである。そしてＸ□−ならＸ、 ＝ｏ。
荷１０２が接続されている。Ｅは電源電圧、ｅは負荷へ
の出力電圧、ｉは出力電流であり、制御開閉素子ｘ１．
ｘ１．ｘ！、ｘ、への制御出力信号をｘ、 、 ｘ□、
ｘ２． ｘ２ としたとき（Ｘ１ｓ Ｘｌ ）のと
り得る状態は、１をオン、０をオフとすれば（０，０）
、（１，０）、（１，１）、（Ｏｔｌ）−〇−１ の４モードである。そしてＸ□−ならＸ、 ＝ｏ。
０ −＝１ である。
ｘ２−１ならｘ２゜
ところで、従来の７リツプフロツプ（欅掛け）ＰＷＭ方
式は、不感帯がないが、電流の脈動が大きく、平滑リア
クトル、直流コンデンサが大きくなり、また負荷モータ
の騒音やサーボ四ツク時の発熱を大きくてる欠点がある
。さらに従来の７リ一ホイール方式は全くこの逆で不感
帯が大きくなる欠点がある。
式は、不感帯がないが、電流の脈動が大きく、平滑リア
クトル、直流コンデンサが大きくなり、また負荷モータ
の騒音やサーボ四ツク時の発熱を大きくてる欠点がある
。さらに従来の７リ一ホイール方式は全くこの逆で不感
帯が大きくなる欠点がある。
ここにおいて本発明は、これら従来技術の隘路を打開し
た単相ＰＷＭモジュレータの制御方法を提供することを
その目的とする。
た単相ＰＷＭモジュレータの制御方法を提供することを
その目的とする。
丁なわち、本発明は、各制御開閉素子への制御出力信号
の合成にあたって、基準対称三角波電圧ｅｔ と入力
信号電圧ｅ０を比較し制御出力信号を出力する単相ＰＷ
Ｍモジュレータにおいて、基準対称三角波電圧ｅ、の微
分値に比例し、一定の振幅ｅＤをもったディザ（摂動）
電圧を適用し、これを入力信号電圧ｅ。に重畳して制御
出力信号を制御する方法である。
の合成にあたって、基準対称三角波電圧ｅｔ と入力
信号電圧ｅ０を比較し制御出力信号を出力する単相ＰＷ
Ｍモジュレータにおいて、基準対称三角波電圧ｅ、の微
分値に比例し、一定の振幅ｅＤをもったディザ（摂動）
電圧を適用し、これを入力信号電圧ｅ。に重畳して制御
出力信号を制御する方法である。
以下、図面に示す実施例について説明する。
第２図は、本発明の一実施例のブロック図で、７リツプ
フロツプ方式を基準にしたディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の
信号回路図である。
フロツプ方式を基準にしたディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の
信号回路図である。
４と５は加算器でｅ。＋ｅＤとｅ。−ｅｎの演算を行な
い、６と７は比較器で加算演算結果とｅアとの比較を行
ない、８は位相反転器である。
い、６と７は比較器で加算演算結果とｅアとの比較を行
ない、８は位相反転器である。
ｅｏ＋ｅＤ＜ｅＴノドき ｘ１＝１
〉
ｅｏ−ｅＤ＜ｅＴノとき Ｘｓ −。
〉
のように制御出力信号が出力され、第４図に示すように
パルス幅Ｔ１゜＊ Ｔ１１１ ？ Ｔｏｏ Ｔ１１が
決まる。
パルス幅Ｔ１゜＊ Ｔ１１１ ？ Ｔｏｏ Ｔ１１が
決まる。
こコｉＴ 、Ｔ 、Ｔ Ｔ は（ｘｔ ｓ
ｘｚ ） Ｔ１０ ０１ ００ｔ １
１（ｘ−ｏＬ（ｏ＊１）ｓ（ｏ＊ｏ）ｅ（ｔ＊ｔ）の期
間である。
ｘｚ ） Ｔ１０ ０１ ００ｔ １
１（ｘ−ｏＬ（ｏ＊１）ｓ（ｏ＊ｏ）ｅ（ｔ＊ｔ）の期
間である。
第３図は、本発明の他の実施例のブロック図で、フリー
ホイール方式を基準圧したディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の
信号回路図である。
ホイール方式を基準圧したディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の
信号回路図である。
ｅｏ ＋ ｅＤ２ ｅ−ｒ のとき ｘ１＝１−（ｅ
ｏ＋ ｅＤ） ＞ ｅＴｃｎとき ｘ２＝１く
。
ｏ＋ ｅＤ） ＞ ｅＴｃｎとき ｘ２＝１く
。
が実現され、第５図に示すようにパルス＠Ｔ□。。
Ｔｏｌ ＊ ＴＧｏ ｔ Ｔ１１ が決まる。
第４図において、ディザ電圧ｅＤを入力信号電圧ｅ０に
重畳したこと罠より、制御出力信号Ｘ□ことに、Ｔは基
準対称三角波ｅＴの周期、ＥＤは入力信号電圧ｅＤのピ
ーク値、ＥＴは基準対称三角波ｅＴのピーク値である。
重畳したこと罠より、制御出力信号Ｘ□ことに、Ｔは基
準対称三角波ｅＴの周期、ＥＤは入力信号電圧ｅＤのピ
ーク値、ＥＴは基準対称三角波ｅＴのピーク値である。
イザ電圧ｅｏを重畳すると制御出力信号ｘ１とＸ２人力
信号電圧ｅ。＝００とき、Ｘ、とｘ２が時間的にずれて
いると、その間（１，０−）と（ｏ Ｉ １ ）の毛−
ドを生じる。重力電圧Ｃは ｅ ＝Ｂ Ｔ （ＴＩＯＴＯＩ ） ただし、Ｔ＝Ｔ０゜＋Ｔ□１＋Ｔ１ｏ十Ｔ０１として表
わされる。ディザ電圧ｅｎ ＝＝ ０であると入力信号
電圧ｅ０＝０の時はＴ１゜＝Ｔｏ□＝０となり、（１，
１）と（０，０）のモードしか生じない。
信号電圧ｅ。＝００とき、Ｘ、とｘ２が時間的にずれて
いると、その間（１，０−）と（ｏ Ｉ １ ）の毛−
ドを生じる。重力電圧Ｃは ｅ ＝Ｂ Ｔ （ＴＩＯＴＯＩ ） ただし、Ｔ＝Ｔ０゜＋Ｔ□１＋Ｔ１ｏ十Ｔ０１として表
わされる。ディザ電圧ｅｎ ＝＝ ０であると入力信号
電圧ｅ０＝０の時はＴ１゜＝Ｔｏ□＝０となり、（１，
１）と（０，０）のモードしか生じない。
入力信号電圧ｅ。が■側に増えるとＴ、。（十Ｅの期間
）が犬になり、Ｔｏｌ（−Ｅの期間）が小になる。入力
信号電圧ｅ。がｅ側に増えるとこの逆である。更に、入
力信号電圧ｅ。が増えろとＴ。１（−Ｅの期間）は零に
なり、そこにＴ。１（十Ｅの期間）が現われる。このよ
うに−周期Ｔの中にＴｌｏが２度生じるがこの幅はお互
いに等しくはない。更に入力信号電圧ｅ。が増えると、
これらのＴｌｏはどちらも同じ速さで大きくなり最後に
はつながってしまう。
）が犬になり、Ｔｏｌ（−Ｅの期間）が小になる。入力
信号電圧ｅ。がｅ側に増えるとこの逆である。更に、入
力信号電圧ｅ。が増えろとＴ。１（−Ｅの期間）は零に
なり、そこにＴ。１（十Ｅの期間）が現われる。このよ
うに−周期Ｔの中にＴｌｏが２度生じるがこの幅はお互
いに等しくはない。更に入力信号電圧ｅ。が増えると、
これらのＴｌｏはどちらも同じ速さで大きくなり最後に
はつながってしまう。
入力信号電圧ｅ。に対する出力ｅをディザ電圧振幅ＥＤ
をパラメータにして表わした特性を第６図に示す。
をパラメータにして表わした特性を第６図に示す。
ＥＤ／ＥＴ〉１となると不感帯が生ずる。ｌｅｏ／Ｅア
ｌ＜Ｉ ＥＤ／ＥＴＩでは一周期にＴ、。とＴ。、を−
諸に含む循環モード、それ以上はＴ１゜またはＴｏｌの
みしか含まない往復モードとなる。さぎの一実施例で述
べたフリップフロップ方式を基準にしてディザ電圧ｅ。
ｌ＜Ｉ ＥＤ／ＥＴＩでは一周期にＴ、。とＴ。、を−
諸に含む循環モード、それ以上はＴ１゜またはＴｏｌの
みしか含まない往復モードとなる。さぎの一実施例で述
べたフリップフロップ方式を基準にしてディザ電圧ｅ。
を重畳した方式は、このようなモードの切代わり点はな
く、最後まで循環モードである。
く、最後まで循環モードである。
６１〜６３ 、６１’〜＆ｌ’はその循環モードと往復
モードの切代り点を示す。
モードの切代り点を示す。
制御開閉素子をパワートランジスタとしたときそのター
ンオフ時間Ｔ。ＦＦを考慮して、アーム短絡を防ぐため
にこれより長いオンディレィ時間を設定するが、このた
めＣ８−〇附近で、往復モードの場合Ｔ。２Ｆ程度の不
感帯Ｔｄｚ を生ずる。そこでＥＤ／ＥＴ≧Ｔ、２／
Ｔ とすればｅ。＝０附近で循環モードになるので、
この不感帯を完全に除くことができる。
ンオフ時間Ｔ。ＦＦを考慮して、アーム短絡を防ぐため
にこれより長いオンディレィ時間を設定するが、このた
めＣ８−〇附近で、往復モードの場合Ｔ。２Ｆ程度の不
感帯Ｔｄｚ を生ずる。そこでＥＤ／ＥＴ≧Ｔ、２／
Ｔ とすればｅ。＝０附近で循環モードになるので、
この不感帯を完全に除くことができる。
さらに他の実施例として、基準対称三角波を二に述べた
ディザ電圧ｅＤを加えたのと同じような特性を得ること
ができる。
ディザ電圧ｅＤを加えたのと同じような特性を得ること
ができる。
ただし、２つの任意相差の基準対称三角波を作ることは
回路が複雑になる。これに対しディザ電圧ｅＤの振幅Ｅ
Ｄ９任意に変えることは容易である。このことは、マイ
コンやＬＳＩ でディジタル □ＰＷＭモジュレ
ータを構成する場合も同じことである。ここではサーボ
アンプの電圧不感帯な除くためのディザ電圧ｅＤの与え
方を主に述べたが、工作機送り機構の中に存在てるバッ
クラッシュやステイソＸスリップなどの不感帯を除くた
めのディザ電圧をＰＷＭキャリヤ周期の数倍の適当な周
波数で、このＰＷＭのところに加えることも有効である
。このように二つの相差をもつ基準対称三角波なつくる
方式よりもディザ電圧重畳方式の方がフレキシビリティ
がある。ディザ電圧振幅ＥＤの制御は、ゲイン、不感帯
、モード、電流脈動率の状況に応じた切替えを可能にし
、自由度を増重。
回路が複雑になる。これに対しディザ電圧ｅＤの振幅Ｅ
Ｄ９任意に変えることは容易である。このことは、マイ
コンやＬＳＩ でディジタル □ＰＷＭモジュレ
ータを構成する場合も同じことである。ここではサーボ
アンプの電圧不感帯な除くためのディザ電圧ｅＤの与え
方を主に述べたが、工作機送り機構の中に存在てるバッ
クラッシュやステイソＸスリップなどの不感帯を除くた
めのディザ電圧をＰＷＭキャリヤ周期の数倍の適当な周
波数で、このＰＷＭのところに加えることも有効である
。このように二つの相差をもつ基準対称三角波なつくる
方式よりもディザ電圧重畳方式の方がフレキシビリティ
がある。ディザ電圧振幅ＥＤの制御は、ゲイン、不感帯
、モード、電流脈動率の状況に応じた切替えを可能にし
、自由度を増重。
かくして、本発明によれば、不感帯はなく、電流脈動率
は極めて少なくなり、スイッチング周波数は同じである
。しかも加わる電磁エネルギは少なくなるから大幅な騒
音の減少が期待できる。しかもフリーホイール方式に比
べると不感帯がないので、ターンオフタイムの大ｔい制
御開閉素子を高いキャリヤ周波数で使える利点がある。
は極めて少なくなり、スイッチング周波数は同じである
。しかも加わる電磁エネルギは少なくなるから大幅な騒
音の減少が期待できる。しかもフリーホイール方式に比
べると不感帯がないので、ターンオフタイムの大ｔい制
御開閉素子を高いキャリヤ周波数で使える利点がある。
また、平滑直流コンデンサやりアクドルの容量を小さく
できるから、コンバータのコストダウンとコンパクト化
が計れ、かつ新しい制御方式が可能になる。
できるから、コンバータのコストダウンとコンパクト化
が計れ、かつ新しい制御方式が可能になる。
第１図は本発明が適用される制御系のブロック図、第２
図は本発明の一実施例におけるフリップ７四ツブ方式を
基準にしたディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の信号回路図、第
３図は本発明の他の実施例におけるフリーホイール方式
を基準にしたディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の信号回路図、
第４図は第２図の信号制御による電圧波形図、第５図は
第３図の信号制御による電圧波形図、第６図はディザ電
圧振幅ＥＤと基準対称三角波振幅ＥＴの比をパラメータ
にしたＰＷＭ入出力特性図である。 １０１・・・電源 １０２・・・負荷 １０３・・・サーボアンプ ４．５・・・加算器 ６．７・・・比較器 ８・・・位相反転器 一６１〜＆１ 、６１’〜ｅ・・循環モードと往復モー
ドの切代わり点 Ｅ・・・電源電圧 Ｘｌ、Ｘｌ、Ｘ２．Ｘ２・・・制御開閉素子Ｘ□＊ Ｘ
１＊ Ｘｘ ＊ Ｘ２・・・それへの制御出力信号ｅ・
・・負荷への出力電圧 ｉ・・・負荷の出力電流 Ｔｏｌ １ Ｔ１１１ Ｔ１０ ｔ Ｔｏｏ ”・モー
ド（ｘｌｅ Ｘ２） ＝（０，１）、（１，１）。 （１，０）、（０，０）の 期間（１はオン、Ｏは オフ） ｅｏ ・・・入力信号電圧 ｅＤ ・・・ディザ電圧 ＥＤ・・・その振幅 ｅＴ ・・・規準対称三角波電圧 ＥＴ・・・その振幅。 出願人代理人 猪 股 清 栴２図 第３圓
図は本発明の一実施例におけるフリップ７四ツブ方式を
基準にしたディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の信号回路図、第
３図は本発明の他の実施例におけるフリーホイール方式
を基準にしたディザ電圧重畳ＰＷＭ方式の信号回路図、
第４図は第２図の信号制御による電圧波形図、第５図は
第３図の信号制御による電圧波形図、第６図はディザ電
圧振幅ＥＤと基準対称三角波振幅ＥＴの比をパラメータ
にしたＰＷＭ入出力特性図である。 １０１・・・電源 １０２・・・負荷 １０３・・・サーボアンプ ４．５・・・加算器 ６．７・・・比較器 ８・・・位相反転器 一６１〜＆１ 、６１’〜ｅ・・循環モードと往復モー
ドの切代わり点 Ｅ・・・電源電圧 Ｘｌ、Ｘｌ、Ｘ２．Ｘ２・・・制御開閉素子Ｘ□＊ Ｘ
１＊ Ｘｘ ＊ Ｘ２・・・それへの制御出力信号ｅ・
・・負荷への出力電圧 ｉ・・・負荷の出力電流 Ｔｏｌ １ Ｔ１１１ Ｔ１０ ｔ Ｔｏｏ ”・モー
ド（ｘｌｅ Ｘ２） ＝（０，１）、（１，１）。 （１，０）、（０，０）の 期間（１はオン、Ｏは オフ） ｅｏ ・・・入力信号電圧 ｅＤ ・・・ディザ電圧 ＥＤ・・・その振幅 ｅＴ ・・・規準対称三角波電圧 ＥＴ・・・その振幅。 出願人代理人 猪 股 清 栴２図 第３圓
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、基準対称三角波電圧ｅＴと入力信号電圧ｅ０を比較
し制御出力信号を出力するＰＷＭモジュレータにおいて
、前記基準対称三角波電圧の微分値に比例し、一定の振
幅ｅＤをもったディザ電圧を用い、これを前記入力信号
電圧に重畳して前記制御出力信号を制御することを特徴
とする単相ＰＷＭモジュレータの制御方法。 ２、単相ブリッジ状に結線され電源に対し相互に並列に
かつ相隣るように接続された第１の制御開閉素子および
第２の制御開閉素子への制御出力信号なｘｌおよびＸ２
ならびに１，０をオン。 オフとするとき、 〉−１ ｅｏ＜ｅＴならばＸ□−〇 〉−１ ｅｏ ＜ ｅＴ ならば Ｘｓ 。 とするフリーホイール式ＰＷＭにおいてｅｏ ＋ ｅＤ
≧ｅｔ なら ｘ＝１０ ｅ ｏ ｅｎ≧ｅｔ なら ｘ、 ＝ ５とするこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の単相ＰＷＭ
モジュレータの制御方法。 とするフリツプフロツプ式ＰＷＭにおいて、ｅｏ ＋
ｅｎ ≧ｅＴ なら ｘ１＝５ｅ６− ｅＤ２ ｅＴ
なら ｘ２−？とすることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の単相ＰＷＭモジュレータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170008A JPS5872375A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | 単相ｐｗｍモジユレ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170008A JPS5872375A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | 単相ｐｗｍモジユレ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5872375A true JPS5872375A (ja) | 1983-04-30 |
| JPH0353870B2 JPH0353870B2 (ja) | 1991-08-16 |
Family
ID=15896874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56170008A Granted JPS5872375A (ja) | 1981-10-26 | 1981-10-26 | 単相ｐｗｍモジユレ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5872375A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58148673A (ja) * | 1982-02-24 | 1983-09-03 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 三相ブリッジインバ−タのｐｗｍ制御方法 |
-
1981
- 1981-10-26 JP JP56170008A patent/JPS5872375A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58148673A (ja) * | 1982-02-24 | 1983-09-03 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 三相ブリッジインバ−タのｐｗｍ制御方法 |
| JPH0437670B2 (ja) * | 1982-02-24 | 1992-06-22 | Yasukawa Denki Kk |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0353870B2 (ja) | 1991-08-16 |
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