JPH0236762A - Ｐｗｍ電力変換器の制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍ電力変換器の制御方法Info
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- JPH0236762A JPH0236762A JP63185620A JP18562088A JPH0236762A JP H0236762 A JPH0236762 A JP H0236762A JP 63185620 A JP63185620 A JP 63185620A JP 18562088 A JP18562088 A JP 18562088A JP H0236762 A JPH0236762 A JP H0236762A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 14
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、ｐｗＭ電力変換装置に関し、特に交流電源電
流に重畳されるリプル電流を低減して電源フィルタを小
形化するに好適なＰＷＭ電力変換装置の制御方法に関す
る。
流に重畳されるリプル電流を低減して電源フィルタを小
形化するに好適なＰＷＭ電力変換装置の制御方法に関す
る。
インバータあるいはコンバータとモータとを組み合わせ
た可変速システムにおいては、電源ラインおよび出力ラ
インからの電磁障害が問題となるため、ノイズフィルタ
（電源フィルタ）が使用されている。
た可変速システムにおいては、電源ラインおよび出力ラ
インからの電磁障害が問題となるため、ノイズフィルタ
（電源フィルタ）が使用されている。
また、単相交流を直流に変換するコンバータ装置におい
て、整流リプル′漱流の周波数に共振する直列共振回路
を設けて整流リプル電流を吸収し。
て、整流リプル′漱流の周波数に共振する直列共振回路
を設けて整流リプル電流を吸収し。
平滑コンデンサの小形化を図る方法が、エレクトノシュ
・バーネン、４５ （１９７４）第１３５頁から１４２
頁（Ｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈｅ Ｂａｈｎ（Ｉｎ ４５
（１９７４）１） ｐ ｉ ３５−１４５ ）に記載さ
れている。
・バーネン、４５ （１９７４）第１３５頁から１４２
頁（Ｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈｅ Ｂａｈｎ（Ｉｎ ４５
（１９７４）１） ｐ ｉ ３５−１４５ ）に記載さ
れている。
しかしながら、十−記従来技術において、単なるノイズ
フィルタを用いたのではシステムが大きくなり、また、
ＰＷＭ電力変換装置のＰ Ｗ Ｍ動作に伴う交流電源電
流のリプル電流の吸収に関しては触れられておらず、さ
らにリプル電流吸収用として交流側に直列共振回路を設
けた場合、その共振周波数が変動した場合にはリプル′
准流の吸収効果が低下する問題があった。
フィルタを用いたのではシステムが大きくなり、また、
ＰＷＭ電力変換装置のＰ Ｗ Ｍ動作に伴う交流電源電
流のリプル電流の吸収に関しては触れられておらず、さ
らにリプル電流吸収用として交流側に直列共振回路を設
けた場合、その共振周波数が変動した場合にはリプル′
准流の吸収効果が低下する問題があった。
本発明の目的は、Ｐ Ｗ Ｍ電力変換装置の交流電源電
流に含まれるリプル成分を直列共振回路を利用して効果
的シＪ−吸収し、電源フィルタ （ノイズフィルタ）を
小形化できるＰＶ、’ Ｍ、 ’電力変換装置の制御方
法を堤供するごとにある２、 〔課題を解決するための手段〕 上記［］的は、ＰＷＭ電ｌＪ変換装首の交流電）１・λ
側の線間にＰＷＭ制御番、−伴）リプル電流を吸収する
直列共振回路を設けると共に、交流電源７１流に含まれ
るリプル電流の大きさが最小となるように、ＰＷＭ制御
のスイッチング周波数を制御することにより、達成され
る、 〔作用〕 交流電源の線間に設けた直列共振回路の共振周波数と交
流電源電流のリプル′准流の周波数とが一致するように
しているため、リプル電流は直列共振回路を流れる共振
電流によって吸収され、交流電源ラインにはリプル電流
がほとんど流れない。
流に含まれるリプル成分を直列共振回路を利用して効果
的シＪ−吸収し、電源フィルタ （ノイズフィルタ）を
小形化できるＰＶ、’ Ｍ、 ’電力変換装置の制御方
法を堤供するごとにある２、 〔課題を解決するための手段〕 上記［］的は、ＰＷＭ電ｌＪ変換装首の交流電）１・λ
側の線間にＰＷＭ制御番、−伴）リプル電流を吸収する
直列共振回路を設けると共に、交流電源７１流に含まれ
るリプル電流の大きさが最小となるように、ＰＷＭ制御
のスイッチング周波数を制御することにより、達成され
る、 〔作用〕 交流電源の線間に設けた直列共振回路の共振周波数と交
流電源電流のリプル′准流の周波数とが一致するように
しているため、リプル電流は直列共振回路を流れる共振
電流によって吸収され、交流電源ラインにはリプル電流
がほとんど流れない。
また、直列共振回路のコンデンサとりアクドルの値が温
度」二昇等によって変化した場合でも、常に共振条件が
成立するようにスイッチング波周波数を可変しているの
で、常時、直列共振回路により効果的にリプル電流を吸
収できる。その結果、Ｐ Ｗ Ｍ電力変換装置の交流電
源側の電源フィルタを小形化できる。
度」二昇等によって変化した場合でも、常に共振条件が
成立するようにスイッチング波周波数を可変しているの
で、常時、直列共振回路により効果的にリプル電流を吸
収できる。その結果、Ｐ Ｗ Ｍ電力変換装置の交流電
源側の電源フィルタを小形化できる。
以下、本発明の一実施例を第１図〜第６図により説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例に係るＰＷＭコンバータの制
御方法を示したものである。図において、三相交流電源
１はリアクトル２，３を介してＰＷＭコンバータ４に接
続し、このＰＷＭコンバータ４と平滑コンデンサ５を介
して直流に変換され、負荷６に電力を供給する。リアク
トル２と３との間にはりアクドル゛７とコンデンサ８と
からなる直列共振回路９をシ！２（寸でいる８ ＰＷＭコンバータ４の制御構成は、電圧指令量１１０か
らの信号Ｖ、。本と平滑コンデンサ５の端子電圧を検出
する電圧検出器１１からの信号Ｖ、。
御方法を示したものである。図において、三相交流電源
１はリアクトル２，３を介してＰＷＭコンバータ４に接
続し、このＰＷＭコンバータ４と平滑コンデンサ５を介
して直流に変換され、負荷６に電力を供給する。リアク
トル２と３との間にはりアクドル゛７とコンデンサ８と
からなる直列共振回路９をシ！２（寸でいる８ ＰＷＭコンバータ４の制御構成は、電圧指令量１１０か
らの信号Ｖ、。本と平滑コンデンサ５の端子電圧を検出
する電圧検出器１１からの信号Ｖ、。
とが加算され、その偏差値が電圧調節器１２に加えられ
る。電圧調節器１２の出力信号と交流電源１の電圧を検
出する電圧検出器１３の信号とが力率調節器１４に加え
られ、Ｐ Ｗ Ｍコンバータ４の入力電流の瞬時値指令
パターン信号が演算される。
る。電圧調節器１２の出力信号と交流電源１の電圧を検
出する電圧検出器１３の信号とが力率調節器１４に加え
られ、Ｐ Ｗ Ｍコンバータ４の入力電流の瞬時値指令
パターン信号が演算される。
この演算値とＰ Ｗ Ｍコンバータ４の入力電流を検出
する電流検出器１５の出力信号とが加算されその偏差値
が電流調節器］−６に加えられる３電流調節器〕６にお
いて、Ｐ Ｖｉ／ Ｍコンバータ・１の各相の出力電圧
指令Ｖ ｕ＊、Ｖ、＊、Ｖｗ宰が演算され、比較器１７
への一方の入力信号となる。
する電流検出器１５の出力信号とが加算されその偏差値
が電流調節器］−６に加えられる３電流調節器〕６にお
いて、Ｐ Ｖｉ／ Ｍコンバータ・１の各相の出力電圧
指令Ｖ ｕ＊、Ｖ、＊、Ｖｗ宰が演算され、比較器１７
への一方の入力信号となる。
一方、交流電源１の電源電流を検出する電流検出器１８
の検出信号はフィルタ回路１９に加えられる。フィルタ
回路１９は検出電流信号に含まれる、ＰＷＭコンバータ
４のＰＷＭ制御に伴うリプル成分を取り出してトラッキ
ング制御回路２０に加える。トラッキング制御回路２０
は電源電流のリプル成分の大きさが最小となる周波数指
令を演算して発振器２１に加える。発振器２１はトラッ
キング制御回路２０の出力信号に基づいて発振周波数を
可変し、その出力信号を比較器１７に加える。比較器１
７は出力電圧指令Ｖｕ”ＨＶｖ”１７１本 と発振器２
１の出力信号とを比較し、ＰＷＭコンバータ４の各素子
の導通幅を決定する。比較器１７の出力はドライバー２
２に加えられ、ＰＷＭコンバータ４の各素子がオン・オ
フ制御される。
の検出信号はフィルタ回路１９に加えられる。フィルタ
回路１９は検出電流信号に含まれる、ＰＷＭコンバータ
４のＰＷＭ制御に伴うリプル成分を取り出してトラッキ
ング制御回路２０に加える。トラッキング制御回路２０
は電源電流のリプル成分の大きさが最小となる周波数指
令を演算して発振器２１に加える。発振器２１はトラッ
キング制御回路２０の出力信号に基づいて発振周波数を
可変し、その出力信号を比較器１７に加える。比較器１
７は出力電圧指令Ｖｕ”ＨＶｖ”１７１本 と発振器２
１の出力信号とを比較し、ＰＷＭコンバータ４の各素子
の導通幅を決定する。比較器１７の出力はドライバー２
２に加えられ、ＰＷＭコンバータ４の各素子がオン・オ
フ制御される。
以上の構成において、Ｐ Ｗ Ｍコンバータ４の動作を
説明する。まず、リプル電流を吸収する直列共振回路９
の動作を説明する。第２図は交流電源側の等価回路であ
り、ＰＷＭコンバータ４の他のｒｓ、ｒｌは配線による
抵抗、Ｌｓは電源側のインダクタンス、ＬｌとＣ１は直
列共振回路９のインダクタンス７とコンデンサ８である
。直列共振回路９のリプル電流１２、電源側のリプル電
流１１、共振周波数ｆｒ、直列共振回路９のリプル電圧
に関係の端子電圧Ｅおよび共振の鋭さＱは次式で表わさ
れる。但し、ｆｃはリプル成分の周波数、ω＝２πｆｃ
である。
説明する。まず、リプル電流を吸収する直列共振回路９
の動作を説明する。第２図は交流電源側の等価回路であ
り、ＰＷＭコンバータ４の他のｒｓ、ｒｌは配線による
抵抗、Ｌｓは電源側のインダクタンス、ＬｌとＣ１は直
列共振回路９のインダクタンス７とコンデンサ８である
。直列共振回路９のリプル電流１２、電源側のリプル電
流１１、共振周波数ｆｒ、直列共振回路９のリプル電圧
に関係の端子電圧Ｅおよび共振の鋭さＱは次式で表わさ
れる。但し、ｆｃはリプル成分の周波数、ω＝２πｆｃ
である。
ここで、直列共振回路９の共振周波数ｆｒとリプル電流
の周波数ｆｃとを一致させると、リプル電流成分は直列
共振回路９を流れ、交流電源１側には流れない。
の周波数ｆｃとを一致させると、リプル電流成分は直列
共振回路９を流れ、交流電源１側には流れない。
しかし、直列共振回路９に電流が流れるのに伴う温度上
昇等によりリアクトル７とコンデンサ８との値が変化し
、共振周波数ｆ、とリプル電流の周波数Ｊｃとが一致し
なくなる。その結果、交流電源側に流れるリプル電流が
増加する。
昇等によりリアクトル７とコンデンサ８との値が変化し
、共振周波数ｆ、とリプル電流の周波数Ｊｃとが一致し
なくなる。その結果、交流電源側に流れるリプル電流が
増加する。
そこで１本発明ではさらに、直列共振回路９の共振周波
数ｆｒとリプル電流の周波数ｆｃとが常に一致あるいは
所定範囲にするようにＰＷＭコンバータ４を動作させる
ようにしたものである。
数ｆｒとリプル電流の周波数ｆｃとが常に一致あるいは
所定範囲にするようにＰＷＭコンバータ４を動作させる
ようにしたものである。
直列共振回路９の電流１２と交流電源側の電流１１には
次式に示す関係が（１）、 （２）式より得られる。
次式に示す関係が（１）、 （２）式より得られる。
第３図は直列共振回路９の共振の鋭さＱを１００と６０
とにした場合について、ｆｃ／ｆ、に対してより、共振
周波数ｆ、がリプル成分の周波数ｊｃからはずれると、
交流電源に流れるリプル電流が増加することを示してい
る。
とにした場合について、ｆｃ／ｆ、に対してより、共振
周波数ｆ、がリプル成分の周波数ｊｃからはずれると、
交流電源に流れるリプル電流が増加することを示してい
る。
次にＰＷＭコンバータ４の制御は、直流出力電圧を制御
するための電圧調節器１２と、交流電源電圧を基準にし
て所定の力率となるように、ＰＷＭコンバータ４の入力
電流瞬時値指令を出力する力率調節器１４と、その入力
電流瞬時値命令に一致するように、ＰＷＭコンバータの
入力電流を制御する電流調節器１６を介してＰＷＭ制御
が行われる。
するための電圧調節器１２と、交流電源電圧を基準にし
て所定の力率となるように、ＰＷＭコンバータ４の入力
電流瞬時値指令を出力する力率調節器１４と、その入力
電流瞬時値命令に一致するように、ＰＷＭコンバータの
入力電流を制御する電流調節器１６を介してＰＷＭ制御
が行われる。
Ｐ Ｗ Ｍ制御は、ＰＷＭコンバータ４から交流電源に
流れるリプル電流の振幅が最小となるように。
流れるリプル電流の振幅が最小となるように。
トラッキング回路２０で演算された周波数指令値に一致
したスイッチング周波数で行う。その結果、ＰＷＭコン
バータ４のＰＷＭ動作に伴う交流電源のリプル成分の周
波数が直列共振回路の共振周波数に常に一致するように
なり、リプル電流成分は直列共振回路９によって吸収さ
れ、交流電源へのリプル電流の流入が抑制できるので、
電源フィルタをなくすか、小形化できる。
したスイッチング周波数で行う。その結果、ＰＷＭコン
バータ４のＰＷＭ動作に伴う交流電源のリプル成分の周
波数が直列共振回路の共振周波数に常に一致するように
なり、リプル電流成分は直列共振回路９によって吸収さ
れ、交流電源へのリプル電流の流入が抑制できるので、
電源フィルタをなくすか、小形化できる。
第４図、第５図は昇圧チョッパ形ＰＷＭコンバータを用
いた本発明の他の実施例である。第４図で第１図と異な
るのは、交流電′ｒＡ１が単相となり、ＰＷＭ・コンバ
ータ４として交流側にトランジスタＴｒ１．Ｔｒ２によ
る昇圧チョッパを用いたものであり、他の番号は第１図
と同一番号、同一物であるので説明を省略する。
いた本発明の他の実施例である。第４図で第１図と異な
るのは、交流電′ｒＡ１が単相となり、ＰＷＭ・コンバ
ータ４として交流側にトランジスタＴｒ１．Ｔｒ２によ
る昇圧チョッパを用いたものであり、他の番号は第１図
と同一番号、同一物であるので説明を省略する。
かかる構成において、昇圧チョッパ形ＰＷＭコンバータ
４は、電圧指令回路１０の信号Ｖａｃ＊と電圧検出器１
１からの出力信号Ｖｄｃとを加算し、その偏差値を電圧
調節器１２に入力し、電圧調節器１２の出力信号が比較
器１７への一方の人力となる。そして、第１図で述べた
交流電源１のリプル電流が最小となるスイッチング周波
数がフィルタ回路】−９，トラッキング回路２０．発振
器２１によって決定され、比較器１７に入力される。比
較器１７は′に圧調節器】−２の出力信号と発振器２１
の出力である搬送信号とを比較して昇圧チョッパのトラ
ンジスタＴｒｔ＋ Ｔｒ２のオン、オフの通流幅を決定
し、所望の直流電圧になるようにＰ（１１Ｍ制御を行っ
ている。
４は、電圧指令回路１０の信号Ｖａｃ＊と電圧検出器１
１からの出力信号Ｖｄｃとを加算し、その偏差値を電圧
調節器１２に入力し、電圧調節器１２の出力信号が比較
器１７への一方の人力となる。そして、第１図で述べた
交流電源１のリプル電流が最小となるスイッチング周波
数がフィルタ回路】−９，トラッキング回路２０．発振
器２１によって決定され、比較器１７に入力される。比
較器１７は′に圧調節器】−２の出力信号と発振器２１
の出力である搬送信号とを比較して昇圧チョッパのトラ
ンジスタＴｒｔ＋ Ｔｒ２のオン、オフの通流幅を決定
し、所望の直流電圧になるようにＰ（１１Ｍ制御を行っ
ている。
これにより、昇圧チョッパ形ＰＷＭコンバータを用いた
電力変換装置であっても、ＰＷＭ制御に関係して交流電
源電流にリプル電流成分が重畳されるが、直列共振回路
を用いて、リプル電流が電源側に流入するのを抑制でき
るので、ｔｇフィルタをなくすか、もしくは小形化でき
る。
電力変換装置であっても、ＰＷＭ制御に関係して交流電
源電流にリプル電流成分が重畳されるが、直列共振回路
を用いて、リプル電流が電源側に流入するのを抑制でき
るので、ｔｇフィルタをなくすか、もしくは小形化でき
る。
第５図は昇圧チョッパ用トランジスタを直流側に設けた
のみで、他は第４図と同じであるので、第４図と同様の
効果が得られる。
のみで、他は第４図と同じであるので、第４図と同様の
効果が得られる。
第６図は本発明の他の実施例を示すＰＷＭインバータを
用いた回路構成図である。第６図において、第１図と異
なるのはインバータ２７．交流電動機２５を用い、２４
は電圧指令回路、２３は電圧−周波数変換器、２６は速
度指令回路であり、他の番号は第１図と同一番号、同一
物であるので説明を省略する。
用いた回路構成図である。第６図において、第１図と異
なるのはインバータ２７．交流電動機２５を用い、２４
は電圧指令回路、２３は電圧−周波数変換器、２６は速
度指令回路であり、他の番号は第１図と同一番号、同一
物であるので説明を省略する。
インバータ２７は直流を交流に変換するもので、グレー
ツ結線されたトランジスタ（素子としては他にゲートタ
ーンオフサイリスタ、ＦＥＴ等の自己消弧素子を用いる
）と帰環ダイオードから構成され、各相Ｕ、Ｖ、Ｗの交
流出力端に交流電動機２５が接続される。
ツ結線されたトランジスタ（素子としては他にゲートタ
ーンオフサイリスタ、ＦＥＴ等の自己消弧素子を用いる
）と帰環ダイオードから構成され、各相Ｕ、Ｖ、Ｗの交
流出力端に交流電動機２５が接続される。
電圧−周波数変換器２３は速度指令回路２６の速度指令
信号に応じて周波数指令信号を出力し、この周波数指令
信号でインバータ２７の出力周波数（電動機２５の一次
周波数）を決定する。
信号に応じて周波数指令信号を出力し、この周波数指令
信号でインバータ２７の出力周波数（電動機２５の一次
周波数）を決定する。
電圧指令回路２４は周波数指令信号の大きさに比例した
振幅で、周波数が周波数指令信号に比例した１２０度位
相差の電圧指令パターン信号ｙｕ＋ｋ。
振幅で、周波数が周波数指令信号に比例した１２０度位
相差の電圧指令パターン信号ｙｕ＋ｋ。
ｙｖ＋）＋、ｙ＋ｓｌを比較器２２に出力する。
パルス幅変調制御のための搬送波信号を発生する発振器
２１の出力信号が比較器１７に加えているので、比較器
１７は電圧指令信号と搬送波信号とを比較し、ドライバ
ー２２を介してＰＷＭインバータ２７のトランジスタを
オン、オフするためのパルス幅変調パルスであるゲート
信号を出力する。
２１の出力信号が比較器１７に加えているので、比較器
１７は電圧指令信号と搬送波信号とを比較し、ドライバ
ー２２を介してＰＷＭインバータ２７のトランジスタを
オン、オフするためのパルス幅変調パルスであるゲート
信号を出力する。
かかる構成において、その動作を簡単に説明する。速度
指令回路２６より速度指令信号が出力されると、電圧−
周波数変換器２３、電圧指令回路２４を介して電圧指令
パターン信号が出力され、交流電源１のリプル電流成分
が最小となる周波数がフィルタ回路１９．トラッキング
回路２０．発振器２】によって決定され、比較器１７で
電圧指令パターン信号と搬送波周波数とを比較し、１く
ライバー２２を介してインバータ２７の１〜ランジスタ
にパルス幅変調パルスが出力され、交流電動機２５が駆
動される。
指令回路２６より速度指令信号が出力されると、電圧−
周波数変換器２３、電圧指令回路２４を介して電圧指令
パターン信号が出力され、交流電源１のリプル電流成分
が最小となる周波数がフィルタ回路１９．トラッキング
回路２０．発振器２】によって決定され、比較器１７で
電圧指令パターン信号と搬送波周波数とを比較し、１く
ライバー２２を介してインバータ２７の１〜ランジスタ
にパルス幅変調パルスが出力され、交流電動機２５が駆
動される。
この際、インバータ２７の直流側にはＰＷＭ制御しこ伴
うリプル電流が含まれるが、その一部分はコンデンサ５
により吸収され、残りはダイオード整流器４を介して交
流電源側に流れる。しかし、この交流電源側のリプル電
流は直列共振回路９により除去される。
うリプル電流が含まれるが、その一部分はコンデンサ５
により吸収され、残りはダイオード整流器４を介して交
流電源側に流れる。しかし、この交流電源側のリプル電
流は直列共振回路９により除去される。
したがって、ＰＷＭインバータ２７のＰＷＭ制御によっ
て交流電源１側に流入するリプル電流を抑制できるので
、電源フィルタをなくすか、小形化できる。
て交流電源１側に流入するリプル電流を抑制できるので
、電源フィルタをなくすか、小形化できる。
以上、本発明をＰＷＭコンバータおよびＰＷＭインバー
タに適用し、リプル電流を交流電源電流から検出したが
、直列共振回路のリプル電流であつても良い。但し、Ｐ
ＷＭ制御はリプル電流が最大となるように制御しなけれ
ばならないことは言うまでもない。
タに適用し、リプル電流を交流電源電流から検出したが
、直列共振回路のリプル電流であつても良い。但し、Ｐ
ＷＭ制御はリプル電流が最大となるように制御しなけれ
ばならないことは言うまでもない。
また、電動機にブラシレス直流電動機を用い、１２０度
通電形インバータよる可変速システムであっても、同様
の効果が得られるのは言うまでもない。
通電形インバータよる可変速システムであっても、同様
の効果が得られるのは言うまでもない。
本発明によれば、ＰＷＭコンバータおよびＰＷＭインバ
ータのＰＷＭ制御によって交流電源に流入するリプル電
流を抑制できるので、電源フィルタをなくすか、あるい
は小形化でき、装置を小形化できる効果がある。
ータのＰＷＭ制御によって交流電源に流入するリプル電
流を抑制できるので、電源フィルタをなくすか、あるい
は小形化でき、装置を小形化できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すＰＷＭコンバータの回
路構成図、第２図は等価回路図、第３図は共振の鋭さに
対するｆｃ／ｆ、とｌｉｉ／ｉｚｌの関係図、第４図と
第５図は本発明の他の実施例を示す昇圧チョッパ形ＰＷ
Ｍコンバータの回路構成図、第６図は本発明の他の実施
例を示すＰＷＭインバータの回路構成図である。 １・・・交流電源、４・・・ＰＷＭコンバータ、５・・
・平滑コンデンサ、９・・・直列共振回路、１０・・・
電圧指令回路、１１．１３・・・電圧検出器、１２・・
・電圧調節器、１４・・・力率調節器、１５．１８・・
・電流検出器、１６・・・電流調節器、１７・・・比較
器、１９・・・フィルタ回路、２ｏ・・・トラッキング
回路、２１・・・発振器、２２・・・ドライバー
路構成図、第２図は等価回路図、第３図は共振の鋭さに
対するｆｃ／ｆ、とｌｉｉ／ｉｚｌの関係図、第４図と
第５図は本発明の他の実施例を示す昇圧チョッパ形ＰＷ
Ｍコンバータの回路構成図、第６図は本発明の他の実施
例を示すＰＷＭインバータの回路構成図である。 １・・・交流電源、４・・・ＰＷＭコンバータ、５・・
・平滑コンデンサ、９・・・直列共振回路、１０・・・
電圧指令回路、１１．１３・・・電圧検出器、１２・・
・電圧調節器、１４・・・力率調節器、１５．１８・・
・電流検出器、１６・・・電流調節器、１７・・・比較
器、１９・・・フィルタ回路、２ｏ・・・トラッキング
回路、２１・・・発振器、２２・・・ドライバー
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、ＰＷＭ制御を行う電力変換装置において、交流電源
の線間にリアクトルとコンデンサとからなる直列共振回
路を設け、前記ＰＷＭ制御に伴う該交流電源電流に含ま
れるリプル成分の周波数に該直列共振回路の共振周波数
を所定範囲内に一致させるように構成したことを特徴と
するＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ２、交流電源からＰＷＭコンバータを介して直流に変換
するＰＷＭ電力変換装置の制御方法において、交流電源
の線間にリアクトルとコンデンサとからなる直列共振回
路を設け、交流電源電流のリプル成分の周波数に該直列
共振回路の共振周波数を所定範囲に一致させるようにし
たことを特徴とするＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ３、交流電源から全波整流回路を介して直流に変換し、
該直流をＰＷＭインバータを介して交流に変換するＰＷ
Ｍ電力変換装置の制御方法において、交流電源の線間に
リアクトルとコンデンサとからなる直列共振回路を設け
、該交流電源電流のリプル成分の周波数に該直列共振回
路の共振周波数を所定範囲に一致させるようにしたこと
を特徴とするＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ４、特許請求の範囲第１項〜第３項において、前記交流
電源電流のリプル成分が最小となるように、ＰＷＭ制御
のスイッチング周波数を可変するようにしたことを特徴
とするＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ５、特許請求の範囲第１項〜第３項において、前記直列
共振回路のリプル電流が最大となるように、ＰＷＭ制御
のスイッチング周波数を可変するようにしたことを特徴
とするＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 ６、特許請求の範囲第２項において、前記ＰＷＭコンバ
ータが昇圧チョッパ形であることを特徴とするＰＷＭ電
力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63185620A JPH0236762A (ja) | 1988-07-27 | 1988-07-27 | Ｐｗｍ電力変換器の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63185620A JPH0236762A (ja) | 1988-07-27 | 1988-07-27 | Ｐｗｍ電力変換器の制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0236762A true JPH0236762A (ja) | 1990-02-06 |
Family
ID=16173979
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63185620A Pending JPH0236762A (ja) | 1988-07-27 | 1988-07-27 | Ｐｗｍ電力変換器の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0236762A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008078717A (ja) * | 2006-09-19 | 2008-04-03 | Nec Tokin Corp | ノイズフィルタおよびスイッチング電源 |
| JP2013207869A (ja) * | 2012-03-27 | 2013-10-07 | Fujitsu General Ltd | モータ駆動装置 |
| CN106385171A (zh) * | 2016-09-30 | 2017-02-08 | 深圳市奥耐电气技术有限公司 | 交错并联三相pfc电路 |
| US9577565B2 (en) | 2013-02-12 | 2017-02-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device and method for controlling the same |
-
1988
- 1988-07-27 JP JP63185620A patent/JPH0236762A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008078717A (ja) * | 2006-09-19 | 2008-04-03 | Nec Tokin Corp | ノイズフィルタおよびスイッチング電源 |
| JP2013207869A (ja) * | 2012-03-27 | 2013-10-07 | Fujitsu General Ltd | モータ駆動装置 |
| US9577565B2 (en) | 2013-02-12 | 2017-02-21 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device and method for controlling the same |
| CN106385171A (zh) * | 2016-09-30 | 2017-02-08 | 深圳市奥耐电气技术有限公司 | 交错并联三相pfc电路 |
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