JPS5872369A - スイツチングレギユレ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、スイッチングレギュレータの減電圧特性の改
善に関するものである。

従来のスイッチングレギュレータの回路構成例を第１図
に示す。破＠１００で囲んだ回路部分を除いた部分が、
スイッチングレギュレータの基本的な構成である。まず
、この基本構成部分の回路動作ｔ−説明する。

入力端子ＩＫは１例えば、交流入力電圧を整流・平滑し
て得られた非安定直流電圧が印加される。

この入力端子ＩＫ印加された電圧は、オン・オフを繰返
す主スイツチングトランジスタ２を経て、フライホイー
ルダイオード３、チョークコイル４および平滑用コンデ
ンサ５から成るチョーク入力形整流回路に供給される。

そして、前記整流回路により、リップル分を除去され、
安定化直流電圧として、出力端子６から出力される。

出力トランジスタ２Ｆｉ、第１図では、以下に述べる方
法により、スイッチング動作をする。

制御端子７に、パルス電圧−例えば、テレビ受像機の場
合に＃′ｉ水平フライバックパルスが印加される。この
パルス電圧似、抵抗８．コンデンサ９からなる積分回路
で三角波電圧に変換される。

さらに、その後、コンデンサ１０で直流分を除かれ、電
圧・パルス幅変換の機能を兼ねた励振トランジスタ１２
のペースに印加される。

励振トランジスタ１２のエミッタａ接地されているので
、前記三角波電圧のうち、ペース・エミッタ接合順電圧
（Ｖ、、　’）　を越える部分の期間で。

トランジスタ１２はオン状１１になり、飽和する。

また一方、その他の期間では、オフ状＊になる。

この励振トランジスタ１２のスイッチング動作によって
発生した矩形波状電圧が、トランス１３を介して出力ト
ランジスタ２に伝達され、これをスイッチング駆動する
。

なお、図示の回路でＦ′ｉ、　　）ランス１３の巻線ね
励振トランジスタ１２がオンの時ｉ／（出力トランジス
タ２がオフとなるような極性に１巻かれている。

また、抵抗１４およびコンデンサ１５は、デカップリン
グ回路構成素子である。

入力端子１の直流電圧が、例えば交流入力電圧の変動な
どにより変化した場合、端子６の直流電圧は、出力トラ
ンジスタ２のオン期間が制御されることによって安定化
される。

この出力トランジスタ２のオン期間制御Ｆｉ、以下に述
べるようにして行われる。

すなわち、ｆず、出力端子６に得られた直流出力電圧管
、抵抗１６と１７で分圧してトランジスタ１９のペース
に接続する。トランジスタ１９のエミッタＫＨ、ツェナ
ーダイオード１Ｂの両ｍに発生する電圧が基準電圧とし
て印加されている。

したがって、トランジスタ１９において、＃ｉ記分圧電
圧と基準電圧との比較が行なわれる。

例えば、出力端子６の直流電圧−すなわち、前記分圧電
圧が設計標準値より高くなると、トランジスタ１９のコ
レクタ電流が増大し、そのコレクタ抵抗２３に生じる電
圧降下が大きくなる。それ故に、この抵抗２３の両端に
、ペースとエミッタがそれぞれ接続されているトランジ
スタ２０のコレクタ電流が増加する。

前記トランジスタ２０のコレクタの電流は、抵抗２２と
１ｌｔ−通してアースに流れる。ところで。

第１図から容易にわかるように、トランジスタ１２のベ
ース平均直流電圧は、抵抗１１に流れる電流値、すなわ
ちトランジスタ２０のコレクタ電流で決まる。このため
、前述のように、トランジスタ２０のコレクタ電流が増
加すると、トランジスタ１２のペースに印加されている
三角波の電圧が上昇し、トランジスタ１２の導通角が大
きくなる。

一方、出力トランジスタ２は、前述のように。

オン・オフの関係が、励損トランジスタ１２と逆になる
ように、トランス１３で結合、されているので、前述の
ように、　　トランジスタ２０のコレクタ電流が増加し
た場合には、出力トランジスタ２９導通角は小さくなる
。

従って、出力端子６の直流電圧が低くなるよう１Ｃ１Ｉ
ＩＩＩＩ１１される。また、反対に、出力端子６の直流
電圧が設計標準値よりも低くなると１以上とは逆に、こ
れを高くするような制御が行なわれる。換言すれば、ト
ランジスタ１９．２０及びツェナーダイオード１ｓｔ−
含む回路によって、出力端子６の直流電圧が常に一定に
保たれるように、負帰還制御されている。この制御回路
を第１の制御回路と呼ぶことにする。

なお、亀子２４は、制御回路の動作電源電圧供給源であ
る。例えはテレビ受信機では、フライバックトランスの
３次４１１１に生じるパルス電圧管整流して得られる小
信号回路用電源が用いられる。

入力端子１や出力端子６の電圧値が数十〜百数士ボルト
であるのに対し、ＡＩ前記動作電源端子２４は数〜十数
ボルト８ｍの低い電圧を供給する。また、抵抗２１ｔ１
、ツェナーダイオード１８のバイアス電流供給用の抵抗
である。

以上がスイッチングレギュレータの基本的構成部分に関
する動作説明である。ところで、よく知られているよう
に、上１８ｉ１８第１の制御回路による負帰還制御の効
果が保たれるのは、入力端子１の最低電圧が、少なくと
も出力端子６の設計標準電圧より高い場合である。

入力端子】の非安定化直流電圧が下がってくると、出力
トランジスタ２のオン期間が長くなる。

すると、これまでに＊１３ＩＩｔ、た回路部分だけでＦ
ｉ。

トランスの２次巻−両端の平均電圧が零であるという条
件があるため、前記出力トランジスタ２ｔオンさせるた
めのパルス幅期間の電圧振幅が低下する。

そして、ついＫｆｌ、出力トランジスタ２ｔ−十分にオ
ンさせるだけの電圧振幅が得られなくなる。

このために、出力トランジスタ２が常にカットオフとな
９．出力端子６に出力電圧が得られなくなる。

１夕１ｊ制御形電源回路の場合に、入力電圧が制御範囲
をはずれても、出力電圧が腫、になくなるということは
ない。それに対し、第１図のような、降圧形スイッチン
グレギュレータの基本回路で社。

入力電圧が下がって制御範囲會にずれると、直ちに出力
電圧が得られなくなる。

し良がって、このようなスイッチングレギュレータを、
例えばテレビ受像機に適用すると、入力電圧が下がった
ときに一面が完全に消えてしまうという重大な欠点があ
る。

上記欠点を解決し、入力電圧が制御範囲をはずれても、
出力電圧が完全になくならないように、破線１００で囲
んだ第２の制御回路が２本発明者等の一＊により、既に
提案されている。次に、この第２の制御回路についての
説明をする〇トランジスタ２７のペース入力信号は、制
御端子７に印加されたパルス電圧が積分されて得られる
三角波電圧である。したがって、トランジスタ２７は、
励振トランジスタ１２と同様に、その三角波電圧のうち
−」越える一部分でのみ導通する。

第１図に示したように、トランジスタ２７のコＬ／１ｆ
ｉＫｄ、７−スとの閾にコンデンサ２８がｉ続されてい
る。このため、トランジスタ２７がスイッチング動作し
ているにもかかわらず、トランジスタ２７のコレクタに
は、常に直流電圧が得られる。

前記直流電圧−すなわち、トランジスタ２７のコレクタ
電圧がトランジスタ２９で増輸され、さらにトランジス
タ３２でインピーダンス変換されて、トランジスタ１９
のエミッタに印加される。

なお、２５，２６．３０，３４．３３の素子は抵抗であ
る。

ここで、入力端子１の電圧が低下すると、前述のように
、出力トランジスタ２のオン期間を長くするために、励
振トランジスタ１２のオン期間が短くなる。これと同時
にトランジスタ２７のオン期間も同様に短くなり、その
コレクタに得られる直流電圧−すなわち、コンデンサ２
８の充電電圧が上昇する。

これに伴ない、トランジスタ２９のコレクタ電圧および
トランジスタ３２のエミッタ電圧が低下する。そのため
、ツェナーダイオード１８の両端σ１圧−すなわち、ト
ランジスタ１９のエミッタ電圧が下がり、トランジスタ
１９および２０のコレクタ電流が増加する。

以上のようにして、励振トランジスタ１２のペース平均
直流電圧を上昇させる。すなわち、出力トランジスタ２
のオン期間がある値より大きくなることが防止され、従
って、出力端子６に出力電圧がまったく得られなくなる
という、異常状１１１を防止できる。

一方、入力端子１の電圧が出力電子６の設計標準出力電
圧より十分に高い場合、トランジスタ２７はスイッチン
グ動作をくり返すが、そのコレクタ電圧は低くなる。仁
のために、）ランジスタ２９のコレクタ電圧およびトラ
ンジスタ３２のペース電圧が十分に高くなり、トランジ
スタ３２のエミッタ・ペース間を逆バイアスするように
なっているＯ そのため、トランジスタ３２がカットオフとなり、第１
図のスイッチングレギュレータハ、破線１００で囲んだ
第２の制御回路がない場合と等価になる。

さて、ｇ２の制御回路に、入力錫子ＩＫ印加される非安
定化直流電圧が、急激に低下した場合についても、働か
せる必要がある。これは、例えばテレビ受像機に°、第
１図のスイッチングレギュレータを適用した場合、冷蔵
庫の起動などによる瞬時的な入力電圧低下時に、テレビ
画面が一瞬消えてしまう現象を防止するためである。

このためＫＨ１明らかなように、破１１１０Ｇで囲まれ
た第２の制御回路の応答時間遅れを、なるべく短くする
必要がある。このよりな要請のために、第２の制御回路
１００の時定数の上限が制限される。すなわち、コンデ
ンサ２８の容量値や。

抵抗２６の抵抗値は、前述の第２の制御回路の上限時定
数で決まる値より大きくはできない。

一方、この場合、第２の制御回路１００が働くような入
力電圧低下時に、例えば商用交流電圧を整流したことに
よるリップル分が端子１の入力電圧に乗っていると、＠
２の制御回路１００の応答が速いため、このリップル分
に対しても１ｓ２の制御回路１００が働き、出力電圧に
もリップル分が大きく現われるという欠点管生ずる。

このような欠点を除去するＫは、前記第２の制御回＃５
１００の時定数をある程度以上に大きく選ぶことが必要
である。

この両者の畳求會具体的に言い換えると、例えば、商用
交流電圧を電源とするテレビ受像機の場合、リップル分
の軽減ＫＨ，約百ミＩＪ秒以上の時定数が必要であり、
一方、入力電圧の急激な変化の対策の面からは、数十ミ
Ｉ７秒以下の時定数が必要である。

第１図中、破！１１００で囲まれた第２の制御回路は、
低電圧部だ峠で構成できるため、交流入力電圧が低下し
たという情報全非安定化整流出力電圧などの高電圧部で
検出する場合に比べて１価格、消費電力、安全性等の面
で優れたものである。

しかし、第１図の回路では１以上に説明したことから明
らかなように、出方電圧中のリップル軽減と、入力電圧
急変時の対策を両立させるのが困峻であるという欠点が
ある１、 本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、入
力電圧が定常的に低下した場合はいうまでもなく、瞬時
的に低下した場合でも、出力電圧が出ないとか、入力の
リップルが出力にも出てしまうとかいうことがなく、リ
ップルのない安定な出力電圧が、常に得られるようなス
イッチングレギュレータを提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明では、ツェナーダイオ
ードの両端電圧、すなわち基準電圧を下げる時杖、短時
間で制御して入力電圧の急激な低下に対応し、また、′
一旦基準電圧を下げ良後に。

基準電圧を回復させる時は、より長い時間がかかるよう
にして、リップル軽減に対応させた。

侠言すれば、本発明Ｆｉ第２の制御回路中の時定数回路
として、Ｎｉ方向と逆方向とで時定数ｔＭＫする２重時
定数回路を用いたことを特徴とする。

本発明の一実施例を第２図に示し、゛以下、その回路動
作を説明する。第２図において、１８１図と同内容の素
子ＫＦｉ同じ番号を付しである。第２図の、第１図と異
なる点は、トランジスタ２９のコレクタとトランジスタ
３２のペースとの間ニ、破線１０１で囲まれた回路部分
が付は加えられている点だけである。

入力端子１の非安定直流電圧が低下すると、第１図の従
来例に関して紡速したと同様に、トランジスタ２７のオ
ン期間が短くなり、そのコレクタ電圧−すなわちトラン
ジスタ２９のペースにかかる直流電圧が高くなる。この
直流電圧がトランジスタ２９により増幅され、トランジ
スタ２９のコレクタ電圧が下がる。

その結果、ダイオード３４がオンになり、コンデンサ３
５両端の電圧−すなわち、トランジスタ３２のペース電
圧が下がる。この電圧は、トランジスタ３２によりイン
ピーダンス変換され、ツェナーダイオード１８およびト
ランジスタ１９のエミッタに印加される。

トランジスタ３２のエミッタ電圧が、ツェナーダイオー
ド１Ｂのツェナー電圧以下に低下すると、誤差増幅トラ
ンジスタ１９およびトランジスタ２゜のコレクタ電流が
増加する。その結果、抵抗１１における電圧降下か増加
し、励振トランジスタ１２の平均ペース電圧を上昇させ
る。

このようにして、従来の第１図の回路と一様な動作によ
り、出力トランジスタ２０オン期間がある値より大きく
なるのを防ぎ、端子６に出力電圧がまったく得られない
という異常状態を防止で色る。

上記の回路動作は、入力電圧の定常的な低下時に働くが
、急ｍな入力電圧低下時に４応答させるために、本発明
においては、第２図中のコンデンサ２８．３５および抵
抗２６．３１からなる時定数を小さく選んでおく。

この場合、第１図の従来例では、入力電圧低下時に、入
力のリップルがそのｔま出力にも現われたが、第２図に
示す本発明の実施例では、トランジスタ１９のエミッタ
電圧を制御する制御電圧の回復を、次に説明するように
遅らせることによって、出力端子６にリップルが現われ
るのを防止している。

入力端子１の非安定化入力電圧が、第２の１１１−回路
が有効に動作している状態から上昇する場合。

６１１述のように、トランジスタ２７のオン期間が長く
な゛る。その結果、トランジスタ２９のペースにかかる
直流電圧が低くなるため、トランジスタ２９のロレクタ
電圧が上昇する。

一方、コンデンサ３５には、それまでの低い電圧が記憶
されているので、ダイオード３４はオフとなる。従って
、コンデンサ′３５を充電するのは。

トランジスタ３２のベース電流だけとなる。このため、
トランジスター３２のベース電流を小さく選んでおけば
、コンデンサ３５の充電時定数は大きく−なる。

このために、トランジスタ３２のエミッタ電圧、すなわ
ち、ツェナーダイオード１８の両端の基準電圧が、比較
的長時間にわたって低く保たれる。

したがって、出力端子６の、出力電圧は、短い時間では
上昇しないようになる。

もちろん、ある一定の時間が経過し、コンデンす３５が
トランジスタ３２のベース電流によって充電されてくる
と、紡述の基準電圧がツェナーダイオード１８のツヱナ
ー電圧まで回復してくる。

以上の説明から明らかなように、＃ｇ２図の実施例では
、端子１の入力電圧が一低下する場合は、コンデンサ３
５の放電時定数が小さいため、端子６の出力電圧も短時
間で追随して低下する。しかし、その後、入力電圧が上
昇する場合に、コンデンサ３５の充電時定数が太きいた
め、端子６の出力電圧が上昇するのが遅れる。

どの動作のため、端子１の入力電圧が低下いしかもリッ
プルがのっている場合でも、出力電圧を入力電圧最低時
に出力可能な出力電圧で安定させることができる。この
ため、出力端子６の電圧Ｋｉｔ、　リップルの影響が現
われない。

言い換えると１本発明では、急派な入力電圧低下に対し
てはコンデンサ３５の小さい放電時定数で対応し、定常
的な入力電圧低下時の出力電圧に含まれるリップル分軽
減に対しては、コンデンサ３５の大きい充電時定数で対
応している。

このように、従来の回路にあった。急激な入力電圧低下
に対する応答の問題と、定常的入力電圧低下時のリップ
ル＠減の問題との相反する問題を、本発明ドおいては、
コンデンサ３５の充電時定数と放電時定数とを異ならせ
ることばよって、解決している。

なお、第２図の回路において、入力電圧の定常的あるい
は瞬時的な低下に対しては１以上のよりに対処されるが
、入力電圧が一度低下し九後に回復しても、すぐＫｔｉ
出力電圧が回復しない点に、問題が残る可能性がある。

しかし、リップル分軽減のための時定数は０．１〜０．
２秒位で−よ〈％また、この程度の出力電圧回復ＫＩ！
する時間であれば、例えばテレビ受像機に適用した場合
、出力端子６の電圧の回復が遅く、従って再生−面の大
きさや輝度の回復が遅いという間ｌｌｌは十分許容でき
る。

以上、説明したように、本発明によれば、定常的な入力
−電圧低下を生じたときはもちろん、瞬時的な入力電圧
低下の場合でも、入力電圧に含まれるリツ／ル分が、出
力電圧にも人ってくるという現象をなくすることができ
、また出力電圧停止という異常現象を防止できる。

したがって、例えば１本発明をテレビ受ｇ１機に適用し
た場合、定′吊的な入力電圧低下時の画面ゆれを防止で
き、かつまた、瞬時的な入力電圧低下時の画面消失を防
止できる。

また、本発明では、出力端子６の電圧が上昇する方向に
制御する場合の、制御時間に遅れを与えているため、出
力端子６の電圧および高圧の過渡的な異常上昇が生じる
ことがなく、極めて安全である。

さらに、この対策に必豊な回路素子は、ダイオードとコ
ンデンサ各１個ですむため、簡単であり、価格的にも有
利であり、かつ、第１図の従来例と同じく、本発明でも
、低電圧部だけで＃！２の制御回路が構成できるため、
価格、消費電力、安全性の面で優れたものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来の降圧形スイッチングレギュレータの例
を示す回路図であり、第２図は、本発明の一実施例を示
す（ロ）略図である。 １・・・非安定化Ｉｊｆｆｉｔ電圧入力端子、　　２・
・・主スイツチングトランジスタ、　　３・・・フライ
ホイールダイオード、　　４・・・チョークコイル、　
　５・・・平滑用コンデンサ、　　６・・・電圧出力端
子、　　７・・・制＃端子、　　１２・・・励振トラン
ジスタ、　　１３・・・）ランＸ、　　　１９・・・ｖ
４ｘ増幅トランジスタ。 ２４・・・動作電源端子。 代理人弁理士　平　木　道　人 ｔ（”ｒ　　　　　　Ｉｆつ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）非安定化直流電圧入力端子および安定化直流電圧
   出力端子の間に直列に接続された主スイツチング素子と
   、制御電圧をパルス幅に変換し、これによって的記主ス
   イッチング素子のオン・オフ期間を制御する手段と、直
   流出力電圧を代表する電圧信号を基準値と比較し、その
   偏差に基づいて前記制御電圧のレベルを変化させる手段
   とを含み。 直流出力電圧を安定化する第１制御回路、および前記制
   御電圧のレベルを検出し、前記制御電圧レベルが所定範
   囲外にある場合に、繭記主スイッチング票子のオン期間
   が予定値以上にならないように制御する第２制御回路を
   具備したスイッチングレギュレータにおいて、前記第２
   の制御−路中に、Ｉ１１方向動作時と逆方向動作時とで
   異なる時１数を持つ時定数回路を設けたことを特徴とす
   るスイッチングレギュレータ。