JPS5858889A - 誘導電動機の駆動制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導電動機の、駆動制御に係り特にベクトル制
御方式を利用した制御方式に関する。

誘導電動機（以下単にｉＭモータ（Ｉｎｄｕｃｔｉ＋）
ｎＭｏｔｏｒ）と称する）の駆動制御に関して本、願出
願人は前記（２）の手法を用いるものとしてすでに（イ
）特願昭５３−３８３４ｒ誘導屯動機のトルク制御装置
」 （ロ）特願昭５４−９６３７９ｒ誘導電動機のトルク制
御装置」を提案している。

第１図はこの（イ）、（ロ）で提案されているベクトル
演算のプロセスを包含するｉＭモータ駆動制呻方式の概
念的ブロック図であつ°て同図において１Ｍモータ１１
は３相力ゴ形誘導電動機を、又１２は同モータ１１の回
転軸に結合されたパルス発生器（ＰＧ）、１３はＰＧＩ
２から与えられるパルスを計数するフィードバックカウ
ンタ、１４ば１ＭモータＪ１の各１次巻線に流れる電流
を供給するサーボアンプ、１５は直流電動機は励磁電流
とアーマチーアミ流が独立に調節でき、回転速度と発生
トルクとを容易に制御することができるので、従来、工
作機械用のサーボモータには、直流電動機が広く用いら
れてきた。しかし、直流電動機には整流子とプランが存
在するため高速回転には適さずまた、定期的な保守を必
要とするため工作機械へのモータの取り付は面が決めら
れ、機械の設計に制約を与えていた。

誘導電動機の制御に関する多くの研究は、誘導電動機を
直流電動機と同等、或はそれ以上の性能で制御する手法
を導いた。これらの手法は大別して次の２種の原理によ
っている。

（１）誘導電動機の磁束ベクトルを検出し、フィードバ
ックし、このベクトルをもとにステータ電流を制御する
。

（２）　　ロータの角速度をフィードバックし、この速
度をもとにステータ電流を制御する。

本システムの手法は（２）の原理を用いたもので、ロー
タの角度のみのフィードバンクで位置（角度）及び速度
（角速度）制御系を構成している。

ｉＭモータ１】の界磁の大きさ■０、発生すべきトルク
の大きさ■２およびフィードバックカウンタ１３の各値
にもとづいて電力制御□□部１１に対し、１Ｍモータ１
】の各１次巻線に与えられる電流、電圧の指令値？Ａ生
させるためのベクトル演算部、１６はスイッチ１６Ａ又
は１７Ａを介してｉＭモータ】１の速度指令値’ｅｒか
ら前述した界磁の大きさ■０を与える界磁制御部であっ
て速度指令値みｒが比較的小さい範囲ではＩＯ−一定で
ある。又破線で示すようにｉｒの代りに実際のフィード
バックカウンタの値を微分したみを用いてもよい。１７
はスイッチ１６Ａ又は１７Ａを介して与えられる速度指
令値すおよびフィードバックカウンタ１７から加速度に
比例するトルク指令値を算出する速度制御部、さらに１
８は位置制御部であって位置指令（ｘ／Δｔ）とフィー
ドバックカウンタｊ３の１直とからΔを時間ごとの位置
誤差量すなわち速度指令分を与えるものである。

以上第１図にてベクトル演算プロセス方式を用いる駆動
制御ブロックの概略的な構成を説明したが前述した（イ
）、（ロ）（−ｉ文制御方式の特徴から（イ）　電流形
、（ロ）電圧形と称することもできる０そして（イ）、
（ロ）のいづれの方式においてその基本的な制御原理は
１Ｍモータ１１で必要とする励磁電流分、２次電流分に
相当する指令値を１次巻線に与える事により制御ヲ行っ
ていることである。一方向溝（イ）、（ロ）の相異点は
ｉＭモータ１１への指令値（サーボアンプへの出力、）
が（ロ）の電圧形では１次巻線電圧であるのに対し、（
イ）の電流形では、】次巻線電流になる点である。従っ
て理論的には、両方式の特性は同一となるはずである。

次に一制両方法について具体的に説明する。

（イ）電流形の制＠１方法 ベクトル演算部Ｉ５ではトルク値と比例関係を有する２
次電流値と励磁電流のベクトル和として電流指令値Ｉ−
ＣＭＮＤを求めている。

一方、本システムでは電力制御部の中にＰＷＭ回路を採
用しておりｉ　Ｍモータ１】に供給される電力はこのＰ
ＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　ＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）
により与えられるため電流を直接制御することはできな
い。そこで第２図（］）に示すように１次巻線の電流値
を検出し電流フィードバンク全行なっている。そして亜
流指令値Ｉ　−ＣＭＮ　Ｄと、電流フィードバックＩ−
ＦＢＫとの差分が加算部ＡＤＤにて取られることにより
、局所ループ（電流マイナーループ）が形成され電流が
目標値に制御される。

従って電流形の制御では電流マイナーループが必要とな
る。

（ロ）電圧形の制御方法 電圧形の制御では、この指令値を】次屯圧に相当する指
令値に変換してやらなければならない。第２図（２）に
示すように電圧値に変侠された指令値Ｖ　−ＣＭ　Ｎ　
Ｄば、可変電圧源に加えられ、増幅されて、モータの１
次巻線に供給される。

従って、電圧形においては指令値の変換のだめの演算が
必要となりベクトル演算部における計算の処理時間は増
加するが電力制御部のバ−ドウェアの構成は単純になる
。

前述した通り、両方式は原理的には同一の特注を持つは
ずであるが実際の応用に当たっては理論上無視していた
要素が重要なファクターとなるため両方式に特性の違い
を生ずる。

両方式の特性の主要な違いは前述したように電流マイナ
ーループの存在に起因するが他にベクトル制御方式が持
つ特性により生ずるものやベクトル演算部での計算過程
において生ずる有効ケタ数とかディジタル処理による誤
差によるもの等が考えられる。

一般に、ループ内に局所ループ（マイナーループ）を持
つ制御系は、その局所ループ内に含まれるパラメータの
微小変動を無視し侍ること、外乱に対して強い剛性を持
つこと、連応性が良いことなどのフィードバック制御系
の持つ種々の利点を活用できるため良好な制御性を得る
ことができる。

電流形が精度、制御性に優れている理由として、速度制
御系の中に上記のような電流マイナーループを持つこと
が挙げられる。一方電圧形においては、供給電圧が、電
圧指令値により開ループで制御されており、電圧源の変
動等の影響は何ら補償され得す制御性においては電流形
に劣る。

局所ループを組むことによる利点は前述の通りであるが
一般にフィードバック制御系は適切な設計を行なわない
と不安定になる可能性を常に持っている。

第１図に示したベクトル制御方式は前もって１Ｍモータ
ーの特性を測定し、その値によって１Ｍモーターの挙動
を推定して制御を行うという予測制御方式でもある。従
って、予め測定してあった値（即ちシステムのパラメー
タ）が変動した場合には、制御性に関し７ては何の保障
もない。一般にこの推定が有効であるためには、予測に
使用するパラメータの変動が充分小さいことが必要であ
りかつ、そのパラメータの数は少ない程良いのは当然で
ある。電流形においては、−次電流は直接制御できると
いう考えが成り立つため必然的にＩＮ・１モ一ター１次
巻線側の定数は無視できることになる。（これは電流マ
イナーループを組んだ結果と見ることもできる。）従っ
て前記パラメータの数も少なくなり制御性に与える影響
も少い。一方、電圧形においては、モーター１次巻線側
の定数は無視し得す重要なパラメータとなる。従って予
測に必要とするパラメータも増えパラメータ変動の影響
も大きく制御性が劣ることになる。

以上論じた電流形、電圧形方式の比較を第２図（３）に
示す。

同図（３）から分かるように、低速回転域で連応性の要
求されるような応用、例えば工作磯械の送り軸用サーボ
モーターには、電流形が適している。一方精度はある程
度劣っても広い回転数範囲に渡って十分な出力が要求さ
れる応用、例えば主軸サーボモータなどには電圧形が適
している。

本発明は以上の比較にもとづきとくに工作機械の主軸を
駆動制御する際に好適なｉ　Ｍモータの駆動制御７ステ
ムを提供せんとするものであってその要旨は比較的低速
回転域例えば主軸のオリエンテーション動作においては
１Ｍモータを電流形にて制御し、切削等の高速回転域に
おいては電圧形にて制御しようとするものであってその
際ハードウェア構成は共通でありさらにソフトウニ構成
の大部分音も共通に利用できるようになっており一種の
ハイブリッド型を構成する１Ｍモータの駆動制御システ
ムを提供せんとするものである。

以下本発明の実施例を第３図以下において説明する。第
３図（１）、　（２）はそれぞれ第１図のベクトル演算
部１５．サーボアンプｌ　４　ｉＭモータ１１の間の関
係を説明するブロック図であって同図においてＩＯ，Ｔ
２は第１図の界磁制御部１６、速度制御部１７の出力信
号である。

１５Ａは電流形のベクトル演算部であって１〜１モータ
ｌ】の各１次側巻線ａ、ｂ、ｃに流れるべき電流指令値
１ａｒ、　Ｉｂｒ、　Ｉｃｒｉ出力する。

１４Ａは電力増幅部であって前述の各電流Ｊｈ令値Ｉ　
ａ　ｒ、　ｌ　ｂ　ｒ、　Ｉ　ｃ　ｒは同増幅部１４Ａ
を構成する各電力制御部によりそれぞれ１次巻線ａ　、
　＋１　。

ｃＶｃ流れる電流値１ａ、Ｉｂ、Ｉｃに変換される０Ｑ
ｉａ、Ｑｉｂ、Ｇｉｃは電動制御部の各補償回路でその
入力に含捷れる高周波成分の除去を行う０そして各補償
回路の出力はＰ　Ｗ　Ｍ方式で処理される電力増幅器へ
供給されるようになっている。

第３図（２）において１５Ｂは電圧形のベクトル演算部
であって１Ｍモータ１１の各１次側巻線ａ、ｂ、ｃに供
給される供給電圧Ｖａ、　Ｖｂ、　Ｖｃに対応する電圧
指令値Ｖａｒ、　Ｖｂｒ、　Ｖｃｒがそれぞれ出力され
る。（３ｖａ、　（３ｖｂ、　Ｑｖｃは電力制御部１４
Ｂの各補償回路である。

第３図（］）、　（２）はそれぞれ別々に構成されるも
のとして示しである。とくに電力制御部】４Ａ。

の補償回路Ｑｉａ、　Ｑｉｂ、　Ｑｉｃは他方（１４Ｂ
）の補償回路Ｇｖａ、　Ｇｖｂ、　Ｑｖｃと異なる。

第４図は第３図（］）、　（２）における補償回路をそ
れぞれ単一の補償回路Ｇｃａ、　Ｇｃｂ、　Ｑｃｃとし
、電流形ベクトル演算部１５Ａ又は電圧形ベクトル演算
部１５Ｂからの出力が切換スイッチＳｗ３゜Ｓ　ｗ　４
　ｆ介して信号Ｒａ、　１−ｔｂ、　Ｒｃとして与えら
れテイル。尚Ｓｗｌ、Ｓｗ２はそれぞれＳ　ｗ　３　、
　Ｓ　ｗ　４と連動する。ラインｉＮＦはインタフェイ
スを示しその右側が・・−ド構成部分その左側はソフト
構成部分として示す。同第４図で各ベクトル演算部１５
Ａ、１５Ｂ各スイツチＳＷｔ、８ｗ２゜ＳＷ４をハード
構成としてもよいことは勿論である。

第５図は第４図の電力制御部１４Ｃ中のａ相に対応する
部分及び１Ｍモータの伝達関数を用いたブロック線図と
して示す。

同図でＲａはベクトル演算部からの指令値で電流指令値
又は電圧指令値を代表します。

■ｌａはｉＭモータ１１のａ相巻線に流れる一次電流、
Ｖｌａは１Ｍモータ１１のａ相巻線に与えられる一次電
圧、Ｇｃはサーボアンプ？：構成している補償回路とＰ
ＷＭの部分の伝達関数、Ｑｍはｉ　Ｍモータ１１の伝達
関数、Ｉ−１はフィードバック経路の伝達関数、Ｇｆは
前向き経路の伝達関数であって第４図に対応させるとＱ
ｃ’ａは、Ｑｃａに電力増幅部ＰＷＭａの伝達関数Ｇ　
（ＰＷＭ　ａ　）を作用させたものに対応している。即
ちＱｃａ　＜＝　　Ｇｃａ−Ｇ（ｆ’ＷＭａ）である。

従ってフィードバックループの開ループ伝達関数Ｑｏは Ｇｏ　＝　Ｇｃ−Ｇｍ−Ｈ・・・・・−・・・・−・・
・・・・・・・・・・・・・　（１）で示される。又指
令値ＲａよりＩｘａに至る総合伝達関数ＱＡは 又同様にしてＲａよりＶｌａに至る総合伝達関数Ｑ　Ｂ
は Ｇｏの特性に応じて式（２）、　（３）は以下のように
近似化することができる。即ち、 ｊ）Ｇｏ＞）１の場合　式（１）、　（２）、　（３）
よりＯＡ狛ｆ〜・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）１ ｉｉ）Ｇｏ＜＜１の場合　式（１）、　（２）、　（３
）よりＧＡ舞Ｑｆ−Ｑｃ−Ｑｍ・・・・・・・・・・・
・・・・・・　（６）ＱＢ＃Ｇｆ・（’ＩＣ・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・　（７）従って　式（２）、　（４）から 式（８）においてＯｆ、Ｈにともに制御システムの設計
者が選択して指定する値であるから］（１ａにより１１
ａは制御可能となる０この場合は電力増幅部ＧｃａＦｉ
’に流アンプとして動作するＯ一方式（５）、　（７）
により 式（９）においてＯｆ、Ｇｃはともに制御ンステｌ、の
設計者が選択して指定する値であるからＲａにより■１
のは制御可能となる。この場合は電力増幅部ｑｔｌａは
電圧アンプとして動作することを意味する。

ところで電力増幅部ＧＣａｆｊｆ：”Ｃ流アンプとして
動作せしめるのは低周波域である全指令値信号）（ａの
角速度をωとするとこのことは式（８）の成立のために
ω〈ＧＣでＧｏ＞）１が成立すればよいことを意味する
。

又電力増幅部Ｑｇａを電圧アンプとして動作せしめるの
は高周波領域である。このことば式（９）の成立のため
に ω〉　ＧＣで　　　　Ｑｏ（＜１ が成立すればよいことを意味する○ これらのことから式（１）の開ループ伝達関数（’３ｏ
　＝　Ｑｃ　・（３ｍ−Ｈ の特性をローパスフィルタとし且つその交差周波数か−
となるようＶＣＧ　ｃ　、　Ｉ（（ｉｌ−選定すればよ
２π いわけである。

第６図は横軸に角周波数ωを対数座標でとり、上方には
電流形電圧形のそれぞれに対するＩ＜ａ（ω）の変化を
示し太線部を使用している。工作機械の主軸モータの場
合ωＩ、ω２はｉＮｌモータ１１上では３０ｒｐｍ、１
６０ｒｐｍに対応している。

又同図の下方には開ループ伝達関数ＧＯの周波数特性を
示すボード線図が示されている。

第７図は第５図の伝達関数のブロック線図ＶＣ対応する
実施例回路図を示す。同図において２１は可変抵抗（ｒ
ｌ）で第５図の前向き経路の伝達関数Ｑｆと抵抗値ｒ１
とは ＋４ の関係になる０２２は演算増幅器を用いた信号加算部を
含む回路でその出力はＰＷＭａ回路２３へ与えられるよ
うになっている。

同図ではＰＷＭ　ａ　２３と回路２２全含めてその伝達
関数をＧＣ′とじである。第５図のＧＣ（！：ＧＣ′と
の相異点は信号加算部を含むか否かだけである。回路２
２の伝達関数Ｚは で示すことがてきる。但し に：定数 ’ｐｌ−ＣＩ　Ｘ　（ｒ　４＋ｒ　５　）′ｒ２−０１
×ｒ５ ＰＷＭ　ａ　、　２３は祇圧増幅器としての特性をもつ
のでその伝達間＃１．はＫａである。

従って Ｇｃ　−Ｚ　−Ｋａ　＝Ｋａ−Ｚ である。１Ｍモータ１】の伝達関数Ｑｍはここで旧は１
Ｍモータの１次巻線抵抗　（Ω）１．１　は　１Ｍモー
タの】次巻線インダクタンス（Ｉ（）であって である。フィード・くツク経路の伝達関数■］にづいて
はシャント抵抗２６．アイソレータ２５、抵抗２４から
なっており従って１１は定数と考えることができる。

第８図（］）は、Ｐ　Ｗ　Ｍのさらに具体的な回路例で
あって各相毎に比較器とその出力によりスイッチングさ
れるパワートランジスタＴｒ】、’ｌ”ｒ２−＝＝　Ｔ
　ｒ　６が、ｉＭモータ１１のａ、ｂ、ｃ相巻線に図示
の如く接続されている。

第８図（２）には各比較器ＣＰａ、ＣＰｂ、ＣＰｃへの
入力電圧が三角波発生器３１から与えられる三角波ｅｔ
　と比較されその大小に応じて１対のパワトランジスタ
ｉＯＮ、ＯＦＦせしめる様子を示している。

例えば比較器ＣＰａにおいて入力電圧Ｖａがｅｌより犬
なるときＶＩａ＝＋Ｅとなりこの状轢ではパワトランジ
スタＴｒｌはＯＮ、同じくＴｒ２はＯＦＦとなる。

’ｔ　流形ベクトル演算においてはその出力としてのス
テータ電流指令値Ｉｎｓ　　は一般［で示される。但し １月 ｍ：相数 ｎ：第ｎ相 ρｍ：　ステータとロータとの 相互インダクタンス ｒｒ：ロータの抵抗 Φ０．磁束 この値Ｉｎｓを計算機を用いてび算する場合のブロック
を第９図に示す。

同図において速度制御部には指令速度’ｏｒが与えられ
ているものとする。

これは１サンプリング（’Ｊ”ｓ）ごとの位置誤へを皺
として与えられる。この指令速度’ｏｒは界磁制御部１
０］により■０に変換される。

（ＩＯはＤＣモータに対応していえば界磁電流の値であ
って界磁極の強さに対応する。）一方ＩＭモータの出力
回転軸に結合されているパルス発生器から与えられるパ
ルスの計数カウンタからの値θは係数部１１５にで−だ
数４０９６／２πを乗ぜられてさらに微分演算ステップ
】０５によりｉＭモータの回転速度すすなわち同モータ
のロータ角速度に対応する信号（ＳＰＤＯＤＳ　）とし
て係数部１０３′！ｆ−経て加算部１０４にて指令速度
みｒから差引かれこの差がさらに速度補償回路】０２を
経てトルクＴＨＱＳに対応する値■２としてベクトル演
算部へ与えられる。この値■２はＤＣモータに対応して
いえば′醒磯子電流に対応するものであってＤＣモータ
でのトルクＴは一般に Ｔ＝ｋＩｏＩｚ　　　（ｋ：定数） で与えられる。同様に１Ｍモータにおいてその発生トル
クＴは βｍ２ Ｔ二１ｏ（２・□ ｒ と定められる。尚前記係数部］０３はタコメータのゲイ
ンに対応している。又補償回路１０２中のａ／（Ｓ＋ａ
）はローパスフィルタ、１＋ωａ／Ｓは積分の特性を示
す。１０８はＩＮ１モータのステータ（１次側巻線）に
Ｔ　＝　Ｉｏ　Ｔ　２−　ｐｎ４／１３ｒ’ｃ発生せし
める場合のステータ′電流Ｉｎｓの位相角ψを発生する
ステップであって］　０８−］において■０全逆数上に
変換し乗算部１０８−４にＩＯ 全算出する０１０８−２はすべり定数Ｋｓｓｔ含む積分
項であってすべり量（ψ−θ）を算出する。そしてこの
すべり量（ψ−θ）は定数部］　０８−３からのθと加
算部１０８−５にて加えられる。すなわち （ψ−θ）十〇　＝〉ψ となって が得られる。このψは速度指令値Ｑｒに対応するステー
タ電流ＩｎｓをつくるためのｔｉＬ相角として】０９に
与えられる。

１０９は三角関数発生部で算出した位相ψに対応した値
ｃｏｓＡ、　５ＩＮＡを出力する。

１０６はＩＯを入力としく】０）における第１項を算出
する。尚１０７，１１０は電流形ベクトル演算における
定数の調整項であって乗算部１１１．１１２によりそれ
ぞれ が算出されさらに加算部１１３にて が算出され定数項１１４を経てステータ電流指令値Ｉｎ
ｓが として与えられている。

以上電流形の演算プロセスの要部を説明したが電圧形の
ベクトル演算の場合も第】０図に説明したが電圧形のベ
クトル演算の場合も第】０図に示す如く電流形の演算プ
ロセスと共通点が多く相違するところは１１もＣ−ＶＩ
ＬＣ及ＫＤ→ＫＤ（界磁補正係Ｆｉ）の定数変咀の他は
破線で囲まれた部分】２１が付加されているのみである
。

同図に示すように電圧形における電圧指令値と与えられ
る。

ｍ：相数 ｎ：第ｎ相 破線部１２１において乗算部１２］−２へは係１１　ｆ
ｉ在−を経てｈと上方よりＩＯが入力される。

ｒｒ　舎−５ｍ ステングー２３−４でＫＢ＝ｋ　１　（］　＋　−−）
ｒｓ、ｇｒ さらにステップ】０６のＫＤ ＶＲＣ＝に３・ｒｓ である。

以上本発明の詳細な説明したが第９図、第１０図に示し
たブロック図を・・−ドウニア回路構成とすることも当
該分野の技術者であれば容易に可能である。又第９図、
第１０図のベクトル屓ｑ部全部をソフトウェアで構成す
ることが必ずしも必快でなくその一部をハードウェア構
成としてもよい。

本発明の効果を挙げると次のようである。

（イ）本発明によればベクトル演算部からの出力指咎値
が′屯流形、電圧形のいづれに対しても対応可能なよう
にローパスフィルタ特性を有する電力制御部を構成しで
あるので１Ｍモータを低速回転域と高速回転域で共に回
転制御できるのでとくに工作機械の主軸駆動制御装置と
して好適である。

（ロ）　不発明においてはベクトル演算部をソフトウェ
アで構成する場合にｉｄ電流、電圧形の各演算ステップ
の大部分が共通であるのでベクトル演算部を・・−ドウ
エア構成として別々に設ける場合に比しそのプログラム
自体が簡１略化される。

などの効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はベクトル制御方式の全体的構成を示すブロック
図、 第２図（イ＞　ｉ：ｔ　′に流形方式における成力増幅
回路図同図（ロ）は電圧形方式における電力増、鵬回路
図、同図（・→は同図（イ）、（ロ）の擾劣を比較した
比較テーブル、第３図（］）は電電流形式におけるベク
トル演算部と電力制御部と三相誘導電動機ステータ巻線
との接続を示す図、 第３図（２）は電圧形方式におけるベクトル演算部と電
力制御部と三相誘導電動機ステータ巻線との接続を示す
図、 第４図は本発明による誘導電動機の駆動側（財）方式を
概念的に説明する図、 第５図は第４図の１相分（ａ）についてベクトル演録部
からの指令値（Ｒａ　）がステータ電流（Ｉｌａ）＆こ
変換される様子を示す伝達関数のブロック線図、第６図
は上方側にロータの角速度ωに対応した指令値の関係を
電流形と電圧形のそれぞれについて示し、父下方側には
電力制御部に要求されるローパスフィルタ特性を示すボ
ード線図を示す、第７図は電力制御部の一実施回路例の
ブロック図、第８図（］）、　（２）はＰ　Ｗ　Ｍ方式
を利用した亀力制＠１都の回路図、 第９図は電流形ベクトル演算を遂行するための計算機に
よるプログラムの手順を説明するブロック図、 第１０図は電圧形ベクトル演算を遂行するための計算機
によるプログラムの手順を説明するブロック図である。 １】・・・誘導電動機 】２・・・パルス発生器 】３・・・フィードバックカウンタ １４・・電力料イ卸部 １５・・・ベクトル演算部 １６・・・界磁割面１部 ］７・・・速度補償部 】８・・・位置補償部 出願人　　東芝域械株式会社 囚 ＼０ ネ　　　　　　　　　　蓼 手続補市書（方式） 昭和５７年５月２４日 特許庁長官　島　１）存　樹　殿 １、　事件の表示 昭和５６年特許願１５６６４２　　号 ２、　発明の名称 誘導電動機の駆動制御システム ３、補正を′す不老 事件°との関係　　特許出願人 〒１（Ｊ４ 住　所　　東京都中央区銀座４丁目２番］１号名　称　
　（３４５）　　東芝機械株式会社５、　補正の内界 ｉｌ＋　　明細書第２６頁１９行目から第２７頁１行１
】［第２図（イ）は−一一一比較した比較テーブノ（１
とあるを［第２図（１）は直流形方式における屯勾増幅
回路図、第２図（２）は電圧形方式における重力増幅回
路図、第２図（３）は第２図ｔｌ＋および（２１（こ−
示す電力増幅回路を比較した比較テーブノ１．’　ｌと
補正する。 以１−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘導電動機のロータ角位置（θ）（ｒ−検出する
   手段と、前記ロータの回転速度に対応する速度指令（ミ
   「）から前記電動機の発生すべきトルクに対応する第１
   の指令値（■２）を形成する速度浦ＩＫ部（］７）と、
   前記速度指令ａ「から界磁の強さに対応する第２の指令
   １直（１０）を出力する界鑞制御部と、前記第１の指令
   値１２．第２の指令値Ｉ（１および検出手段からの出力
   θにもとづいて前記誘導電動機のステータ巻線に与える
   べき電流又は送圧指令値ｆ：算出するベクトル演算部（
   １５）と、前記演算部からの指令値にもとづいて各相の
   ステータ巻線に電力を供給するゼカ制側１部とからなる
   制御７ステムであって、前記電力ｌ＋ｉｌＩ側１部には
   ステータｔａをフィードパンクするマイナーループを備
   えると共に同マイナーループを含むフィードバックルー
   プの開ループ伝達関数（ＧＯ）に高周波域遮断特性を有
   するローパスフィルタを設けたことを特徴とする誘導室
   ｌｌＩｈ機の駆動制御システム。 （２、特許請求の範囲第１項記載のシステムにおいて、
   ベクトル演算部には前記ロータ角速度が低速回転域の場
   合にはステータ電流指令値（Ｉｎｓ）を、高速回転域の
   場合にはステータ電圧指令値（Ｖｎｓ）を算出する電流
   形ベクトル演算部および電圧形ベクトル演算部を有する
   ことを特徴とする誘導電動機の、駆動制御システム。 （３）％許請求の虻囲第２項記載のシステムにおいて前
   記電流形、電圧形ベクトル演算の１部又は全部を計算機
   によるプログラミング処理にて遂行するようにしたこと
   を特徴とする誘導電動機の駆動制御システム。 （４）特許請求の範囲第１項記載のシステムにおいて前
   記電力制御部としてパルス幅変調方式による電力増幅器
   を備えたことを特徴とする誘導電動機の駆動制御システ
   ム。 （５）特許請求の範囲第１項記載の制御システノ、含・
   用いる工作機械の主軸駆動装置において前記ロコハスフ
   ィルタの交差周波数（ωＣ）全前記ロータ回転数換算で
   ２Ｏｒｐｍ−１６Ｏｒｐｍ　の間に設定したことを特徴
   とする工作機械の主軸駆動装置装置。