JPS58390Y2 - 自励式ｄｃ↓−ｄｃコンバ−タ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は可飽和トランスを用いた自励式のＤＣＤＣコン
バークに関し、特にその記動回路および過電流に対する
保護回路の改良に関するものである。

自励式ＤＣ−ＤＣコンバークにおいては、その起動を確
実ならしめるため、既に様々な回路が案出されている。

第１図に従来の自励式ハーフブリッジ形ＤＣ−ＤＣコン
バータの一例を示す。

直流電源Ｅに対して２個の入力電圧分割用コンデンサＣ
，，Ｃ２の直列回路と２個のスイッチングトランジスタ
Ｑ＋ 、Ｑ２の直列回路とが並列に接続され、前記コン
デンサＣ１，Ｃ２の接続点と前記トランジスタＱ１．Ｑ
２の接続点間に主トランスＴ１の１次側巻線ｎ１１が接
続されている。

トランジスタＱ１のベース・エミッタ間にはベース抵抗
Ｒ６および可飽和トランスＴ２のベース巻線ｎ２１が接
続され、同様にトランジスタＱ２のベース・エミッタ間
にはベース抵抗Ｒ７およびベース巻線ｎ２３が接続され
ており、更に、主トランスＴ１の帰還巻線ｎ１２と可飽
和トランスＴ２の帰還巻線ｎ２□とは制限抵抗Ｒ１を介
して相互接続されている。

電源Ｅの正側と一方のトランジスタ（ここではＱ２）の
べ一ス間には起動抵抗Ｒ８が接続され、この起動抵抗Ｒ
８とベース抵抗Ｒ７が起動回路を構成している。

また、主トランスＴ１の２次側巻線ｎ１４には整流用夕
゛イオードブリッジＤ４、平滑用コンデンサＣ４が接続
され、負荷抵抗Ｒ６に直流出力が供給されるようになっ
ている。

このコンバークの動作は次の如くである。

電源Ｅから起動抵抗Ｒ８を通ってトランジスタＱ２のべ
゛−スに電流が流れると、該トランジスタＱ２は導通し
、可飽和トランスＴ２のベース巻線ｎ２３には主トラン
スＴ１の帰還巻線ｎ１□によってトランジスタＱ２を更
にバイアスする方向の電圧が生じる。

また、可飽和トランスＴ２のベース巻線ｎ２１にはトラ
ンジスタＱ１を逆バイアスする方向の電圧が生じ、その
結果、トランジスタＱ２は急速にスイッチ・オンし、ト
ランジスタＱ１は逆にカット・オフする。

次に、可飽和トランスＴ２が飽和するとベース巻線ｎ２
１１１２３には電圧が誘起されなくなり、トランジスタ
Ｑ２は急速にカット・オフされ、逆にトランジスタＱ１
はスイッチ・オフとなる。

このように、一度起動されれば、可飽和トランスＴ２に
よって発振が持続され、主トランスＴ１の１次側巻線ｎ
ｌｌに交互に逆向きの電流を流し、２次側巻線ｎ１４で
得られた出力はダイオードブリッジＤ４で整流され、コ
ンデンサＣ４で平滑され、負荷抵抗Ｒ５にて直流出力を
得ることができる。

このＤＣ−ＤＣコンバータは、起動回路の構成が極めて
簡単で部品点数も少なくて済むという利点を有する反面
、起動抵抗Ｒ８で発振回路を起動させるには、ベース抵
抗Ｒ７の値がある程度大きくなければトランジスタＱ２
にバイアスが加わらないから起動できず、そのためベー
ス抵抗Ｒ６゜Ｒ７の値を大きくすると、ベース抵抗によ
る抵抗損失が増大し、効率が低下する等の欠点があった
。

他方、このような欠点を解消した起動回路も提案されて
はいるが（例えば特開昭５２−７８０５２号）、従来の
このような起動回路では２個のトランジスタが必要であ
り、部品点数も多く、サイリスク構成であるため一度起
動に失敗すると、再起動ができずそのため、電源Ｅを切
り、再び電源を投入する必要がある等の問題点がある。

本考案の目的は、上記従来技術の欠点であるコンバータ
部のベース抵抗による損失の増大あるいは回路構成の複
雑化等を改善し、安価なトランジス９１個で済み部品点
数が少なく、再起動可能なしかも大きな起動能力を有す
るような起動回路を備えると共に、負荷に過大な電流が
流れたときにＤＣ−ＤＣコンバータ本体を保護しうるよ
うな可飽和トランスを用いたコンバータに適した過電流
保護回路を備えた自励式Ｄ Ｃ−Ｔ） Ｃコンバータを
提供することにある。

即ち本考案は、複数のスイッチングトランジスタが１次
側巻線に接続された主トランスと、スイッチングトラン
ジスタのベース巻線が施された駆動用可飽和トランスと
、前記主トランスと駆動用可飽和トランスとを結合する
帰還回路と、主トランスの２次側巻線に接続された出力
整流回路を備え、スイッチングトランジスタのスイッチ
ング動作によって主トランスの１次側巻線に交互に逆向
きに電流を流す形式の自励式ＤＣ−ＤＣコンバークにお
いて、コンバータ部のほかに起動部とスイッチ部を有し
、起動部は、前記１駆動用可飽和トランスに対して起動
用可飽和トランスを並設して両回飽和トランスの磁心に
わたって巻付けられた共通巻線と電流制限抵抗と発振用
トランジスタを有する直列回路と、バイアス抵抗とコン
デンサとからなる直列回路とを直流電源に対して並列接
続し、前記バイアス抵抗とコンデンサとの接続点を起動
用可飽和トランスのベース巻線およびベース抵抗を介し
て前記発振用トランジスタのベースに接続すると共に、
逆バイアス用ダイオードと主トランスの逆バイアス巻線
との直列回路を前記コンデンサと並列に接続して、発振
用トランジスタの発振により前記スイッチングトランジ
スタのベース巻線の一方に該スイッチングトランジスタ
を順方向にバイアスする電圧を誘起させるようにしてな
り、スイッチ部は、駆動用可飽和トランスの３次巻線に
整流回路を接続し、その出力端間にサイリスクを挿入す
ると共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ部の出力回路に過電流
検出回路を挿入し、該過電流検出回路からの検出信号に
より前記サイリスクを制御するようにした自励式ＤＣ−
ＤＣコンバータである。

以下図面に基づき本考案について詳述する。

第２図は本考案に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの一
実施例を示す回路図である。

コンバータ部１は第１図に示されているものとほぼ同じ
であり、対応する部品には同じ符号を付しである。

相遠点は主としてベース抵抗Ｒ６，Ｒ７が無く、起動抵
抗Ｒ８の代りに起動部２が設けられ、またスイッチ部３
が設けられている点等である。

直流電源ＥとスイッチＳとの直列回路に対して、２個の
相等しい入力電圧分割用コンデンサＣ１，Ｃ２からなる
直列回路と、２個のスイッチングトランジスタＱ１．Ｑ
２からなる直列回路とが並列に接続され、該コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の中点と該トランジスタＱｌｌＱ２の中点と
の間に主トランスＴ１の１次側巻線ｎｉｌが接続されて
いる。

ここで、本考案の特徴の一つは、後で詳記するが、可飽
和トランスＴ２を駆動用可飽和トランスＴ２ａと起動用
可飽和トランスＴ２ｂとから構成したことである。

さて、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間には１駆
動用可飽和トランスＴ２ａのベース巻線ｎ２１が、同様
にトランジスタＱ２のベース・エミッタ間には駆動用可
飽和トランスＴ２のベース巻線ｎ２３が接続されており
、また、主トランスＴ１の帰還巻線ｎ１□と駆動用可飽
和トランスＴ２ａの帰還巻線ｎ２□とは制限抵抗Ｒ１を
介して相互接続されている。

更に、主トランスＴ１の２次側巻線ｎ１４には整流用ダ
イオードブリッジＤい平滑用コンデンサＣ４が接続され
、過電流検出回路４を介して負荷抵抗Ｒ５に直流出力が
供給される。

以上がコンバータ部１である。次に、可飽和トランスＴ
２について説明する。

第３図から明らかなように、可飽和トランスＴ２は駆動
用可飽和トランスＴ２ａと起動用可飽和トランスＴ２ｂ
とを並設したものである。

前記したように、駆動用可飽和トランスＴ２ａにはトラ
ンジスタＱ７．Ｑ２のベース巻線ｎ２１１ ｎ２３、帰
還巻線ｎ２□および３次巻線ｎ２６１ ｎ２７が巻付け
られる。

また、両方の可飽和トランス磁心にわたって共通巻線ｎ
２４が施され、起動用可飽和トランスＴ２ｂ側のみに発
振用トランジスタＱ３のベース巻線ｎ２５が施される。

さて、起動部２は次の如くである。

前記共通巻線ｎ２４と電流制限抵抗Ｒ２と発振用トラン
ジスタＱ３を有する直列回路と、バイアス抵抗Ｒ３とコ
ンデンサＣ３とからなる直列回路とを直流電源Ｅとスイ
ッチＳからなる直列回路に対して並列に接続し、前記バ
イアス抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２との接続点を起動用可
飽和トランスＴ２ｂのベース巻線ｎ２５およびベース抵
抗Ｒ４を介して発振用トランジスタＱ３のベースに接続
すると共に、逆バイアス用ダイオードＤ２．Ｄ３と主ト
ランスＴ１の逆バイアス巻線ｎ１３との直列回路を前記
コンデンサＣ３と並列に接続してなる。

更にスイッチ部３は、起動用可飽和トランスＴ２ａに形
成された３次巻線ｎ２６ ＋ １１２□に２個のダイオ
ードＤ５ ＋ Ｄ６をそれぞれ接続し、カソード側を共
通にして全波整流回路を構成し、ダイオードＤ、 、
Ｄ６の共通カソード端と３次巻線ｎ２６１ ｎ２７の接
続端（中間タップ）間にＰゲート制御整流素子ＳＲを接
続し、該整流素子ＳＲのゲート端子には、前記したＤＣ
−ＤＣコンバータ部１の出力回路に挿入した過電流検出
回路４からの検出パルスが印加されるようになっている
。

なお、図中、巻線部の黒丸印は巻き始めを表わす。

さて次に、この装置の動作について説明する。

コンバータ部１のスイッチＳを閉じると、電圧分割用コ
ンデンサＣ１，Ｃ２が充電されて電圧が上昇すると同時
に、起動部２ではバイアス抵抗Ｒ３を介してコンデンサ
Ｃ３が充電される。

コンデンサＣ３が所定の電圧に達すると、起動用可飽和
トランスＴ２ｂのベース巻線ｎ２５とベース抵抗Ｒ４を
通って発振用トランジスタＱ３にベース電流が流れ、該
トランジスタＱ３は導通状態となる。

すると、可飽和トランジスタＴ２の共通巻線ｎ２４に電
圧が印加され、それによって前記ベース巻線ｎ２５には
トランジスタＱ３を更に順方向にバイアスする電圧が誘
起されるため、該トランジスタＱ３は急速にスイッチ・
オンし、コンデンサＣ３は起動用可飽和トランスＴ２ｂ
のベース巻線ｎ２５の誘起電圧によって逆の電圧に充電
される。

トランジスタＱ３がオン状態の間、そのコレクタ電流は
増加するが、トランジスタＱ３のベース電流値と電流増
幅率によってコレクタ電流が制限されると共に、抵抗Ｒ
２の電圧降下によって、起動用可飽和トランスＴ２ｂの
ベース巻線ｎ２５には電圧が誘起されなくなり、トラン
ジスタＱ３はカット・オフとなる。

すると、バイアス抵抗Ｒ３を介して直流電源Ｅからコン
デンサＣ３に再び充電が開始され、所定電圧になるとト
ランジスタＱ３が再びスイッチ・オンし発振を繰返すこ
とになる。

ここで、トランジスタＱ３のオン期間を数μｓ１発振の
繰返し周期を数百μｓ〜数十ｍｓ程度に起動部の定数を
定めておく。

トランジスタＱ３がオンしている期間、可飽和トランス
Ｔ２の共通巻線ｎ２４に電圧が印加され、・それによる
起電力が駆動用可飽和トランスＴ２ａのベース巻線ｎ２
１１ ｎ２３に生じる。

もし、１駆動用可飽和トランスＴ２ａの一方のベース巻
線ｎ２１がトランジスタＱ、を順方向にバイアスし、他
方のベース巻線ｎ２３がトランジスタＱ２を逆方向にバ
イアスするよう電圧が誘記されたとすると、トランジス
タＱ１が導通し、直流電源ＥよりトランジスタＱ１、主
トランスＴ１の１次側巻線ｎｔｔを通ってコンデンサＣ
２に充電電流が流れる。

またコンデンサＣ１にはトランジスタＱ１と主トランス
Ｔ１の１次側巻線ｎｌｌを介して放電電流が流れる。

その結果上］・ランスＴ１の帰還巻線ｎ１２に電圧が誘
起し、抵抗Ｒ７を介して駆動用可飽和トランスＴ２ａの
帰還巻線ｎ２□に帰還電圧が加わる。

その結果、駆動用可飽和トランスＴ２ａのベース巻線ｎ
２１にはトランジスタＱ１を更にバイアスする方向の電
圧が生じるので、トランジスタＱ、は急速にスイッチ・
オンし、逆にトランジスタＱ２は逆バイアスとなってカ
ット・オフとなる。

そして主トランスＴ１の１次側巻線ｎ１１には電源電圧
Ｅの１／２の電圧が印加されることになり、また、駆動
用可飽和トランスＴ２ａの帰還巻線ｎ２２に前記主トラ
ンスＴ１からの帰還電圧が加えられると、可飽和トラン
スＴ２の共通巻線ｎ２４に誘起する電圧は、発振用トラ
ンジスタＱ３のコレクタ・エミッタ間を逆バイアスする
方向となるために、トランジスタＱ３のコレクタ電流が
減少すると共に、起動用可飽和トランスＴ２ｂのベース
巻線ｎ２５の電圧が減少する。

また、可飽和トランスＴ２が第３図で示す如く構成され
ているから、トランスＴ２ａとＴ２ｂの間には磁束の結
合がなく、起動用可飽和トランスＴ２ｂのベース巻線ｎ
２５には前記主トランスＴ１からの帰還電圧による誘起
電圧は生じないために、トランジスタＱ３はオフ状態と
なる。

そして１駆動用可飽和トランスＴ２ａが飽和すると、制
限抵抗Ｒ１によって、駆動用可飽和トランスＴ２ａの帰
還巻線ｎ２□に流れる電流が制限されるため、駆動用可
飽和トランスＴ２ａのベース巻線ｎ２１の誘起電圧が減
少し、トランジスタＱ１はカット・オフとなる。

また逆に、トランジスタＱ２は駆動用可飽和トランスＴ
２ａのベース巻Ｍ ｎ ２３によってスイッチ・オンし
、主トランスＴ１の１次側巻線ｎ１□にはコンデンサＣ
１゜Ｃ２の充放電電流が流れる。

その結果、主トランスＴ１の帰還巻線ｎ１□に生じる電
圧が、駆動用可飽和トランスＴ２ａの帰還巻線ｎ２２、
ベース巻線ｎ２３を介して、前述とは逆にトランジスタ
Ｑ２に正帰還されることになり、このようにし、てコン
バータ部１は発振を持続することになる。

また、コンデンサＣ３の端子電圧はダイオードＤ２ ＋
Ｄ３が主トランスＴ１の逆バイアス巻線ｎ１３に接続
されているから、コンバータ部１の発振の持続により、
マイナス電圧に保持されるため、起動部２の発振は停止
する。

つまり、コンバータ部１は駆動用可飽和トランスＴ２ａ
の飽和時定数により、起動部２に無関係に発振が維持さ
れるのである。

主トランスＴ１の２次側巻線ｎ１４に誘起された出力電
圧は、ダイオードＤ４で整流され、平滑用コンデンサＣ
４で平滑されて、負荷Ｒ５にＤＣ出力を供給するのであ
る。

動作中、負荷抵抗Ｒ５に過大な電流が流れたとすると、
その過大電流は過電流検出回路４で検出され、検出信号
はスイッチ部３のサイリスクＳＲのゲート端子に供給さ
れ、該サイリスクＳＲをオンにする。

すると駆動用可飽和トランスＴ２ａが飽和し、コンバー
タの励振部が磁気的にシャントし、コンバータ部１の自
励発振は停止し、回路が保護されるのである。

本考案は上記のように構成したＤＣ−ＤＣコンバータで
あるから、スイッチングトランジスタＱ１．Ｑ２のベー
ス抵抗、起動抵抗が不要であり、また起動部のバイアス
抵抗は十分大きな値であるから、該バイアス抵抗を通る
コンデンサＣ３への充電電流による損失は少なく、効率
が良いし、トランスで起動するから大きな起動力が必要
な場合でも容易に実現することができ、更に、コンバー
タ部が起動しないかぎり起動部は発振を繰返すため、一
度起動に失敗しても再起動が可能である。

また、本考案は上記のように、可飽和トランスを駆動用
と起動用とから構威し、共通巻線以外はそれぞれの磁心
にのみ巻付けられているから、両回飽和トランス間は互
いに磁束の結合がなく、同じ磁気特性を利用しても独立
に動作させることができる利点がある。

従って、起動時には可飽和トランスの共通巻線のインダ
クタンスは両回飽和トランスによって大きくできるので
、励磁電流が少なくて済み、また起動時のエネルギーを
共通巻線で伝送でき、起動後は、起動部の発振は停止し
、発振用トランジスタはカット・オフになるからコンバ
ーク部から起動部−＼の干渉がなく、シかも駆動用可飽
和トランスの磁心断面積を小さくできるからコンバーク
部の発振周波数の高周波化が容易となるほか、起動部と
独立にスイッチ部が作動可能であるから、過電流供給時
に励振部を磁気的にシャントし、コンバーク部の発振を
停止させることができ、また起動部によってコンバータ
部の発振を再び自己復帰させることができる等数々のす
ぐれた実用的効果を奏しうるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図、第２図
は本考案に係る自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施例
の回路図、第３図は第２図のＤＣＤＣコンバータで用い
る可飽和トランスの巻線説明図である。 １・・・・・・コンバータ部、２・・・・・・起動部、
３・・・・・・スイッチ部、４・・・・・・過電流検出
回路、Ｔ１・・・・・・主トランス、Ｑｌ、Ｑ２・・・
・・・スイッチングトランジスタ、Ｔ２・・・・・・可
飽和トランス、Ｑ３・・・・・・発振用トランジスタ、
ＳＲ・・・・・・サイリスク。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 複数のスイッチングトランジスタが１次側巻線に接続さ
   れた主トランスと、スイッチングトランジスタのベース
   巻線が施された駆動用可飽和トランスと、前記主トラン
   スと駆動用可飽和トランスとを結合する帰還回路と、主
   トランスの２次側巻線に接続された出力整流回路を備え
   、スイッチングトランジスタのスイッチング動作によっ
   て主トランスの１次側巻線に交互に逆向きに電流を流す
   形式の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、コンバー
   タ部のほかに起動部とスイッチ部を有し、起動部は、前
   記駆動用可飽和トランスに対して起動用可飽和トランス
   を並設して両回飽和トランスの磁心にわたって巻付けら
   れた共通巻線と電流制限抵抗と発振用トランジスタを有
   する直列回路と、バイアス抵抗とコンデンサとからなる
   直列回路とを直流電源に対して並列接続し、前記バイア
   ス抵抗とコンデンサとの接続点を起動用可飽和トランス
   のベース巻線およびベース抵抗を介して前記発振用トラ
   ンジスタのベースに接続すると共に、逆バイアス用ダイ
   オードと主トランスの逆バイアス巻線との直列回路を前
   記コンデンサと並列に接続して、発振用トランジスタの
   発振により前記スイッチングトランジスタのベース巻線
   の一方に該スイッチングトランジスタを順方向にバイア
   スする電圧を誘起させるようにしてなり、スイッチ部は
   、１駆動用可飽和トランスの３次巻線に整流回路を接続
   し、その出力端間にサイリスクを挿入すると共に、ＤＣ
   −ＤＣコンバータ部の出力回路に過電流検出回路を挿入
   し、該過電流検出回路からの検出信号により前記サイリ
   スクを制御するようにした自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ
   。