JPS58220586A - Ａ／ｄ変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 コンポジットビデオ信号なＡ／Ｄ変換する場合、そのサ
ンプリング点は、どの水平期間においても同期パルスや
色副搬送波に対して同じ位置（位相）でなければならな
い。

このため、従っ来においては、バースト信号の１サイク
ルにつき３点をサンプリングすると共に、この３点が予
定していたサンプリング点であるかどうかをサンプリン
グ出力のレベルからチェックし、このチェック結果に基
づいてコンポジットビデオ信号に対するサンプリング位
相を制御していた。

しかし、この方法では、サンプリング出力の数が少ない
ので、得られる制御信号に不確定な部分が大きく、また
、誤差も大きい。さらに゛、この方法では、サンプリン
グ周波数が色副搬送周波数（バースト周波数）の整数倍
のときのみ有効であり、例えば、サンプリング周波数が
１３．５ＭＨｚというように、整数倍ではないときには
、誤差を生じ、サンプリング位相の制御が不安定になっ
てしまう。

この発明は、これらの問題点を一掃しようとするもので
ある。

今、簡単のため、バースト信号ｓｂが連続波信号である
とすると次のように表わすことができる。

ｓｂ−αｓｉｎ　（ωｔ　−１−β） また、２つの交番信号ｓｓ、ｓｃを、 ８ｓ＝ｓｉｎωｔ ８ｃ＝ｃｏｓωｔ として、この信号Ｓｓ　、　８ｃを信号ｓｂに乗算する
と、ソ（’）ｆａ　信号８１３　＊　８１４　ハ、８１
３　＝　ｓｂ　ｌ　Ｓｓ 　１ −ｉα（ｃｏｓβ−ｃｏｓ（２ωｔ＋β））Ｓ１４−８
ｂ　−Ｓｃ ””　４”　（ｓｉｎ　（２ωｔ＋β）＋ｓｉｎβ）と
なる。そして、これら信号８１３　、　Ｓ１４から直流
項８１５　＋　Ｓ１６を取り出すと、 ５１５＝ユａｃｏｓβ ８１６　＝±αｓｉｎβ　：１： となる。従って、 ８１６／　８ｔｓ　＝　ｓｉｎβ／ｃｏｓβ、°、β＝
ｔａｎ　８１６／８１５　　　　　　・・・・（ｉ）と
なり、信号Ｓ１５．Ｓ１６からバースト信号ｓｂの位相
を知ることができる。

そして、バースト信号ｓｂの位相βが分かれば、ビデオ
信号に対するサンプリング位相をどの水平期間でも同じ
に制御することができる。

ただし、この場合、（１）式における除算は、分母が０
０ときを考慮しなげればならず、そのままでは、ハード
ウェアやソフトウェアが複雑になってしまう。

ところで、サンプリングパルスに絶対的な番号がついて
いるわけではないから、サンプリング周波数が色副搬送
周波数の４倍のとき、バースト信号ｓｂに対してサンプ
リング位相を９０’変更できれば、これはサンプリング
位相を３６００変更できることと等価である。

そこで、バースト信号ｓｂの位相βを、次のように９０
’づつ４？ρ領域ｌ〜■に分割する。

■−４５°≦β≦　４５゜ １［４５°≦β≦　１３５゜ ■　　　　−１３５０≦　β　≦　−４５゜■１３５°
≦β≦　１８０°（−１８０’≦β≦−１３５°）この
分類は、信号Ｓ１５．Ｓ１６の符号及び大小関係を見れ
ば、振幅αに関係なく行うことができる。

そして、位相βが領域Ｉに含まれている場合゛には、テ
ーブルを使用して信号８１６から位相βを求めて制御量
を出力する。また、位相βが領域１〜■に含まれている
場合には、制御量を一度０とし、再度、領域■〜■のど
こにあるかを確認し、領域Ｉ、Ｉにあるときには、テー
ブルのデータを１クロツク（１サンプリングパルス）遅
らせるが進ませるかし、領域■にあるときには、テーブ
ルを反転ないし１８０°ずらす。

このようにすれば、次のバースト信号ｓｂの位相βは領
域Ｉに含まれるようになり、制御量が出力される。

そして、以上の方法で得られた制御量によりサンプリン
グパルスの位相を制御する。

この発明は、以上の考え及び処理を実現するものである
。

以下その一例について説明しよう。

第１図において、アナログのコンポジットビデオ信号８
ａが、入力端子（１）からローパスフィルタ（２）に供
給されてＡ／Ｄ変換時に折り返し雑音となる不要な高域
成分が除去され、この不要成分の除去された信号８ａが
Ａ／Ｄコンバータ（３）に供給されると共に、例えばＰ
ＬＬにより構成されたジェネレータ（４）から色副搬送
周波数の例えば４倍のサンプリングパルスＰｓが取り出
され、このパルスＰｓが移相回路（５）を通じてＡ／Ｄ
コンバータ（３）に供給されて信号８ａは例えば８ビツ
トのデジタルビデオ信号ＳｄにＡ／Ｄ変換される。

そして、この信号８ｄがパーストゲート回路Ｕυに供給
されてデジタルのバースト信号ｓｂが取す出され、この
信号ｓｂがバンドパス特性を有するデジタルフィルタａ
ｚに供給されてバースト信号ｓｂに含まれているＲデス
タル成分が除去され、このイデスタル成分の除去された
バースト信号ｓｂが乗算回路α３１　、　（１４１に供
給されると共に、ジェネレータ（４）からデジタルの信
号Ｓａ。

Ｓｃが乗算回路（１３１、（１４１に供給されてデジタ
ルの信号８１３゜８１４が取り出され、この信号Ｓ１３
　＋　Ｓ１４がローパス特性を有するデジタルフィルタ
α５１　、　ｕ６１に供給されてデジタルの信号Ｓ１５
　ｒ　８１６が取り出される。

そして、信号Ｓ１５　＋　８１６が判別回路（１７）に
供給されてバースト信号ｓｂの位相βが、領域１〜■の
どれに属するかが判別され、その判別出力がテーブル賭
に制御信号として供給されると共に、信号８１６がテー
ブルａＱに変換入力として供給され、テーブル（１１１
９からは制御量を示すデジタル信号８１ｇ　カ取り出さ
れ、この信号８１ＢがＤ／Ａコンバータ翰に供給されて
アナログ信号に変換され、このアナレグ化された信号８
１８が移相回路（５）に制御信号として供給されてＡ／
Ｄコンバータ（３）に供給されるサンプリングパルスＰ
ｓの位相が±４５°の範囲で制御される。

こうして、この発明によれば、コンポジットビデオ信号
８ａをＡ／Ｄ変換する場合、そのサンプリング位相をど
の水平期間においても同じに規整（１ することができる。しかも、その場合、上述の式からも
明らかなように、バースト信号ｓｂの位相βを正確に検
出できるので、サンプリング位相の制御が正確であり、
また、時間変化に対して安定度が高い。さらに、サンプ
リング周波数が色副搬送周波数の整数倍でないときでも
、誤差が少ない。

第２図に示す例においては、回路Ｕυ〜賭における処理
をマイクロプログラミングにより実現した場合である。

すなわち、一般に、デジタルフィルタは、ＩＩＲ形であ
れ、ＦＩＲ形であれ、遅延回路と、乗算回路と、加算回
路により構成でき、その次数（段数）と、乗算回路及び
加算回路における乗算及び加算の係数（符号を含む）と
を選定することにより希望する特性とすることができる
。そして、これは、第１図におけるフィルタ（１２１、
ａｓ　、　ｕｅについても勿論あてはまる。

また、ＲＡＭを用意し、そのＲＡＭのあるアドレスのデ
ータを、所定の期間τ後に別のアドレスに転送すれば、
そのデータは期間τだげ遅延したことになり、従って１
．“このとき、そのＲＡＭは、等測的に遅延回路として
働いたことになる。

そこで、第２図に示す例においては、以上のことを利用
したものである。

すなわち、　＋２１）はバッファレジスタを示し、これ
は、第１図のパーストゲート回路Ｕυに対応し、バース
ト信号ｓｂを取り出すためのものである。また、（２３
は遅延回路用のＲＡＭ　、□□□は乗算回路、圓は加算
回路、ｃ！９はレジスタ、艶は乗算及び加算の係数と、
テーブルのデータを有するＲＯＭを示す。

さらに、Ｇυはマイクロプログラムコントローラ（シー
ケンサ）、国はマイクロプログラムメモリ、（ト）はパ
イプラインレジスタを示し、メモリ０４はＲＯＭにより
構成され、このメモリ（３つには回路（２）〜（イ）が
サンプリングの位相制御を行うためのプログラムが書き
込まれている。そして、このプログラムは、コントロー
ラ６υによりレジスタ關にロードされて各命令が実行さ
れる。

すなわち、バースト期間になると、デジタルビデオ信号
ａｄかもバースト信号ｓｂがレジスタＱυにロードされ
て信号ｓｂが切り出され、この信号ｓｂがＲＡＭＩ２２
１に転送される。そして、この信号ｓｂに対して、ＲＡ
Ｍ（２３が遅延回路として働くと共に、乗算回路の及び
加算回路ｃ！４）においてＲＯＭ（至）からの係数が乗
算及び加算され、その結果がレジスタ四を通じてＲＡＭ
ｔ２３に帰還されてフィルタ（１２が実現される。なお
、この場合、−例としてフィルタ０■は９次のＦＩＲ形
バンドパスフィルタである。

また、乗算回路のにおいては、乗算回路Ｑ、３１　、　
（１４１における乗算も行われ、さらに、フィルタ（１
２１と場合と同様にしてフィルタ（１５１、（Ｉ６１も
実現される。なお、この場合、フィルタα５１　、　（
１６１は、２７次のＦＩＲ形ローパスフィルタである。

そして、乗算回路（ハ）及び加算回路＋２４）により判
別回路（１７）が実現され、さらにＲＯＭｆｉのテーブ
ルのデータが使用されてＲＡＭ２３からはバースト信号
ｓｂの位相βを示す出力が取り出され、これがバッファ
レジスタ（２ηを通じてＤ／Ａコンバータ（Ｉ！Ｉに供
給される。

なお、この場合、あるバースト信号ｓｂが、次のバース
ト信号ｓｂを含む水平期間におけるサンプリング位相を
制御するために使用されるので、回路−〜（２７）にお
ける信号処理は１水平期間のうちに行えばよく、十分に
時間の余裕がある。

こうして、第２図の例においては、マイクロプログラミ
ングによりペデスタルクランプの処理が行われる。

そして、この場合、主な処理がソフトウェアによって行
われているので、フィルタｏ　、　（１５１、ｕｅなど
の特性の変更や訂正などに対して柔軟性に富み、容易に
最適な特性を得ることができる。

なお、上述においては、ビデオ信号Ｓａが、コンポジッ
トビデオ信号の場合であるが、コンポーネント信号の場
合には、各色信号のチャンネルを上述のように構成すれ
ばよい。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図はこの発明の一例の系統図である。 （３）はＡ／Ｄコンバータ、（１３、（１５１、ｔ１６
１はデジタルフィルタ、（１３、１１４１は乗算回路、
＜１１はＤ／Ａコンバータである。　　　　　　　）・
□・

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. アナログビデオ信号がＡ／Ｄコンバータに供給されてデ
   ジタルビデオ信号にＡ／Ｄ変換され、このデジタルビデ
   オ信号からデジタルバースト信号が取り出され、このデ
   ジタルバースト信号に、バースト周波数に等しく、かつ
   、位相が互いに異なる第１及び第２のデジタル交番信号
   がそれぞれ乗算されて第１及び第２のデジタル積信号が
   取り出され、この第１及び第２のデジタル積信号から直
   流項を示す第１及び第２のデジタル信号が取り出され、
   この第１及び第２のデジタル信号を演算した結果により
   上記Ａ／Ｄコンバータにおけるサンプリング位相が制御
   されるＡ／Ｄ変換回路。