JPH02111189A - カラーテレビ信号の輝度信号と色差信号の分離方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 カラーテレビ信号に係わり、特にカラーテレビ信号のサ
ブキャリヤの整数倍でないサンプリングクロックでデジ
タル化されたデータの輝度信号と色差信号の分離方式に
関し、 カラーテレビ信号を直接にＡ／Ｄ変換しデジタル信号処
理により輝度信号と色差信号を得ることを目的とし、 アナログカラーテレビ信号をクランプ回路に入力して得
られた水平同期パルスと該水平同期パルスに同期した１
３．５ＭＨｚの標本化クロックを出力する位相制御発振
器の出力のそれぞれを入力し、該カラーテレビ信号をｇ
ｆｆ１３．５ＭＨｚの標本化クロックによりデジタル信
号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換
器の出力を遅延部にて一定時間を遅延させた後、輝度出
力と搬送色差出力に分離するくし形フィルタと、前記Ａ
／Ｄ変換器の中のカラーバーストをサンプルして得られ
たデータからカラーバーストに位相同期したデジタル正
弦波とデジタル余弦波とを発生させるための初期値を計
算する初期値計算部と、該初期値からカラーバーストに
位相同期した１ライン分の正弦波と余弦波を出力するｓ
ｉｎ−ｃｏｓ発生部と、前記ｓｉｎ−ｃｏｓ発生部の正
弦波の出力と前記くし形フィルタが出力する搬送色差出
力との乗算を行う第１の乗算器、および該余弦波の出力
との乗算を行う第２の乗算器とを設け、前記くし形フィ
ルタの輝度出力と第１の乗算器の出力と第２の乗算器の
出力の３つの出力を３つの低域フィルタにより倍域制限
して輝度信号と二つの色差信号のそれぞれを得る方式に
構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、カラーテレビ信号の輝度信号と色差信号分離
方式に係わり、特にカラーテレビ信号のサブキ、ｐリヤ
の整数倍でないサンプリングクロックでデジタル化され
たデータの輝度信号と色差信号分離方式に関する。

現在カラーテレビ信号のデジタル化が進み、国際的にサ
ンプリングクロックとして現存する二つのテレビジョン
方式（５２５ライン／６０フレームのＮＴＳＣ信号と６
２５　ライン１５０フレームのＰＡＬ信号の２方式）に
共通に対応できる１３．５Ｍｔｌｚを推奨している。こ
の１３．５ＭＨｚの周波数は、カラーテレビ信号のサブ
キャリヤの整数倍でなく、またデジタル処理により色差
信号を得ることは容易でなかった。

従来は、アナログ的なカラーテレビ信号がら輝度信号と
色差信号を分離したのちＡ／Ｄ変換を行っている。この
方法は回路が複雑となる一方、分離精度や安定度も十分
に得られず、それに替わる方法の提供が要望されている
。

〔従来の技術〕

第５図は従来の一実施例の構成を示す図である。

図中、２１はくし形フィルタ、２２は第１の低域フィル
タ（以下ＬＰＦと称する）、２３は第１のΔ／Ｄ変換鼎
、２４はパーストゲート、２５は第１の位相制御発振器
（以下第１のＰＬＯと称する）、２６は第１の同期検波
器、２７は第２のＬＰＦ、２８第２のＡ／Ｄ変換器、ま
た、２９は９０度移相器、３ｏは第２の同期検波器、３
１は第３のＬＰＦ、３２は第３のＡ／Ｄ変換器である。

なお、３３は同期分離器、３４は第２のＰＬＯである。

アナログなａのＮＴＳＣ信号は、くし形フィルタ２１に
よりｂに示す輝度信号とＣに示す搬送色差信号に分離さ
れる。

ｂの輝度信号は、第１のＬＰＦ２２により周波数の苛域
制限された後、第１のアナログ／デジタル変換器（以下
第１のへ１０変換器と称する）２３によりＡ／Ｄ変換さ
れ、ｉに示すデジタルデータのＹ信号成分を出力する。

一方、Ｃの搬送色差信号は、二つの色差信号のＢ−Ｙ信
号成分とＲ−Ｙ信号成分を９０度位相がずれた正弦波で
変調し加算したものであるから、Ｃの搬送色差信号の復
調には、基準となる正弦波とこの正弦波から９０度位相
のずれた正弦波を用いて再生する必要がある。

基準となる正弦波は、パーストゲート２４によりａのカ
ラーテレビ信号の一例としてＮＴＳＣ（Ｎａ　ｔ　１ｏ
ｎａ　１Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ　Ｃｏｍ
ｔｎｉｔｙ）信号の各ラインの先頭に附加されているｄ
のカラーバースト信号を取り出し、３．５８Ｍ１ｌｚの
第１の位相制御発振器（以下第１のＰＬＯと称する）２
５に入力することにょり再生し、ｅの信号を出力する。

また、９０度移相器２９には第１のＰＬＯ２５の出力を
加え、基準正弦波と９０度位相のずれたｆの正弦波を再
生する。

この結果、第１の同期検波器２６ではＣの搬送色差信号
とｅの信号により復調し、第２のＬＰＦ２７により帯域
制限され、第２のＡ／Ｄ変換器２８により＾／Ｄ変換さ
れたのち、ｊと示すデジタルデジタルのＢ−Ｙ信号成分
を出力する。また第２の同期検波器３０では、Ｃの搬送
色差信号Ｃと９０度位相のずれた正弦波のｆの信号によ
り復調され、第３のＬＰＦ３１により周波数の帯域制限
され、第３のＡ／Ｄ変換器３２によりＡ／Ｄ変換されて
、ｋと示すデジタルデータのＲ−Ｙ信号成分を出力する
。

なお、第１のＡ／Ｄ変換器２３、第２のＡ／Ｄ変換器２
８、第３のＡ／Ｄ変換器３２に入力するサンプリングク
ロックは、ＮＴＳＣ信号の水平同期信号にロックした１
３．５ＭＨｚのクロックであり、同期分離器３３が出力
するｇの水平同期パルスの出力を１３．５ＭＨｚの発振
器である第２のＰＬＯ３４に加えることにより、ｈと示
すサンプリングクロックを生成している。

〔発明が解決しようとする課題〕

従って従来のＮＴＳＣ信号の処理は全てアナロ処理であ
るために、出力される信号の分離精度、安定度が不十分
となり、機器の調整もまた複雑なものとなっている。

本発明は、カラーテレビ信号を直接にＡ／Ｄ変換しデジ
タル信号処理により輝度信号成分と色差信号成分を得る
ことを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

第１図は本発明の一実施例の構成を示す図である。

３はＡ／Ｄ変換器であり、アナログカラーテレビ信号を
クランプ回路１に入力して得られた水平同期パルスと該
水平同期パルスに同期した１３．５ＭＨｚの標本化クロ
ックを出力する位相制御発振器２の出力のそれぞれを入
力し、該カラーテレビ信号を１３．５Ｍ）ｌｚの標本化
クロックによりデジタル信号に変換し出力するもの、５
はくし形フィルタであり、前記Ａ／Ｄ変換器３の出力を
遅延部４にて一定時間を遅延させた後、輝度出力と搬送
色差出力に分離するもの、６は初期値計算部であり、前
記Ａ／Ｄ変換器３の中のカラーバーストをサンプルして
得られたデータからカラーバーストに位相同期したデジ
タル正弦波とデジタル余弦波とを発生させるための初期
値を計算するもの、７はｓｉｎ−ｃｏｓ発生部であり、
該初期値からカラーバーストに位相同期した１ライン分
の正弦波と余弦波を出力するもの、８の第１の乗算器は
前記ｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７の正弦波の出力と前記くし
形フィルタ５が出力する搬送色差出力と、また、第２の
乗算器９は該余弦波の出力との乗算を行うものである。

この第１のＬＰＦＩＯと第２のＬＰＦＩＩと第３ＬＰＦ
１２のそれぞれの低域フィルタでは、前記くし形フィル
タ５の輝度出力と第１の乗算器８の出力と第２の乗算器
９の出力の３つの出力を帯域制限して、輝度信号と二つ
の色差信号のそれぞれを得るようにするものである。

〔作　用〕

本発明では第１図に示す如＜　Ａ／Ｄ変換器３が出力す
るデジタル化されたカラーテレビ信号は、くし形フィル
タ５に加えてｇに示す輝度出力を、また、初期値計算部
５に加えてカラーバストに位相同期したデジタルな１に
示す正弦波とｊに示す余弦波を発生させ、該正弦波と余
弦波をｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７に入力してカラーバスト
に位相同期する１ライン分の正弦波と余弦波を発生する
ようにする。

このようにして得られたｇの輝度出力は低域フィルタ１
０を通すことによりＹ信号成分を発生させる。また、ｎ
の色差信号のＢ−Ｙ信号成分は、第１の乗算器８により
前記のくし形フィルタ６の搬送色差出力とｇｉｎ−ｃｏ
ｓ発生部７の１ライン分の正弦波とを乗算して低域フィ
ルタ１１を通すことにより、また、もう一つのＯの色差
信号のＲ−Ｙ成分は、第２の乗算器９により前記のくし
形フィルタ５の搬送色差出力とｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７
の１ライン分の余弦波とを乗算して低域フィルタ１２を
通すことにより得るようにする。

〔実　施　例〕

第１図は本発明の一実施例の構成を示す図である。

図中、１はクランプ回路、２は位相制御発振器（以下Ｐ
ＬＯと称する）、３は　Δ／Ｄ変換器、４は遅延部、５
はくし形フィルタ、６は初期値計算部、７はｓｉｎ−ｃ
ｏｓ発生部、８は第１の乗算器、９は第２の乗算器、ま
た、１０は第１のＬＰＦ、１１は第２のＬＰＦ、１２は
第３のＬＰＦである。

アナログなａに示すＮＴＳＣ信号は、クランプ回路１で
クランプされて直流分が再生されると同時にＮＴＳＣ信
号の水平同期色差信号を検出し、水平同期パルスとして
ｂに示す信号を出力する。ｂの水平同期パルスは、１３
．５ＭＨｚのＰＬＯ２に入力し、該水平同期信号に同期
した１３．５Ｍ）Ｉｚの周波数をもつＣに示すクロック
を発生する。このＣのクロックはＡ／Ｄ変換器３に入力
し、クランプ回路１が出力するＮＴＳＣ信号のサンプリ
ングクロックとして動作し、ＮＴＳＣ信号をデジタル化
したｄの信号を出力すると共に、本実施例回路の各部の
動作サンプリングクロックとなる。

デジタル化されたＡ／Ｄ変換器３のｄの出力であるＮＴ
ＳＣ信号は、遅延部４で一定時間の遅延してくし形フィ
ルタ６に入力し、出力としてｇに示す輝度出力とｈに示
す搬送色差信号とを出力する。ｇの輝度出力は、第１の
ＬＰＦＩＯを通りｍの信号と示すＹ信号成分（輝度信号
）を出力する。

第２図は、本発明のくし形フィルタ５の一実施例の構成
を示す図である。くし形フィルタ６の入力であるデジタ
ル状のｄはＮＴＳＣ信号は、ライン間でカラーサブキャ
リヤの位相が反転しているので、ｄの信号と該ｄの信号
から１ライン遅延回路６１により遅延した信号を第１の
加算器６３で減じ、さらに、帯域フィルタ（以下ＢＰＦ
と称する）６２により帯域制限しサブキャリヤ成分を取
り出すことにより、ｈとして示す搬送色差信号、 （Ｂ−Ｙ）ｓ　ｔｎωｔ＋　（Ｒ−Ｙ）ｃｏｓωｔの出
力を得る。

まず、ｇの輝度出力は、ｄの信号とｈの信号を第２の加
算器６４で減じて得られ、この得られた出力を第１のの
ＬＰＦＩＯを通すことによってＹの輝度信号成分を得る
。

次に、くし形フィルタ５の帯域フィルタのもう一つの出
力のｈの搬送色差信号から色差信号を得るために初期値
計算部６とｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７を設けて前記くし形
フィルタ５の出力とをそれぞれ乗算してもとめる。すな
わち、ｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７からカラーバストに位相
同期したｉのｓｉｎωｔの成分と、このｓｉｎωｔの成
分から９０度ずれたｊと示したｃｏｓωを成分を出力し
、前記したｈの（Ｂ−Ｙ）　ｓ　ｉｎωｔ＋　（Ｒ−Ｙ
）　ｃｏｓωもの出力を第１の乗算器８と第２の乗算器
９にて乗じて求めるようにする。

なお、このｓｉｎωｔとＣＯＳωｔの成分は、先ず、ｄ
に示したＡ／Ｄ変換器３の出力の中のカラーバストから
初期値計算部６により初期値の出力であるｅに示す信号
Ｓ１と信号Ｃ１を求めた後、ｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７に
入力し、出力としてｉと示したｓｉｎωｔとｊと示した
ｃｏｓωｔを発生させる。また遅延回路４の遅延は、初
期値計算部６の計算時間だけｄに示したＮＴＳＣ信号を
遅らせる働きをする。

第３図は本発明の初期値計算部６の一実施例の構成を示
す図である。デジタル化したＮＴＳＣ信号ｄのカラーバ
ストの中から、ＢＰＦ５１によりペデスタル成分の直流
成分を除去し、検波器５２によりカラーバストの中央部
分の連続する２サンプルの信号の８１と８２を抽出する
。この２サンプル信号を基に初期値を求めるが、先ずは
じめにカラーバーストの振幅Ａを次式により求める。

これは第３図に示した、第１の加算器５３ａ、Ｘｃｏｓ
φ演算器５４、およびｘｉ／ｓｉｎφ演算暮５５、第１
の２乗器５６ａと第２の２乗器５６ｂ、第２の加算器５
３ｂ、平方根演算器５７により演算される値であって、
平方根演算器５７の出力である。

次に、平方根演算器５７の出力の数値Ａをもとにし、出
力のビット数で表すことができる最大の数に１２８／χ
演算器５８と乗算器５９により正規化してｅに示すＳ、
を求め、さらにｓｉｎ−ｃｏｓ変換器６０によりＳｌか
らｆに示すＣ８を求められる。なおこの動作は、■ライ
ン毎にカラーバストが入力される毎に行われる。

第４図は、本発明のｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７の一実施例
の構成を示す図である。

第１のセレクタ７１と第２のセレクタ７２↓よ、人力す
る信号を選択する回路であり、ｅに示す初期値Ｓ１とｆ
に示す初期値Ｃ，が初期値計算部６で求まるまではｅと
ｒ側を選択している。そしてＳｌとＣ８が求まり、第１
のレジスタ７３と第２のレジスタ７４に記憶されたら、
その反対側である出力側を選択し、下記漸化式により１
ライン分のｓｉｎとｃｏｓデータを順次に出力する。す
なわち、ｎ番目のｓｉｎデータのＳ７とｃｏｓデータＣ
１は、ｎ−１番目のデータを用いて、 Ｓ、ｌ＝Ｓ、１−ＩＣＯ３φ＋Ｃ１１−、ｓｉｎφＣ６
＝　Ｃ１１−１ｃ　ｏ　ｓφ−３＋、−、ｓｉｎφによ
り演算する。

なお７５〜７８は、定数のｓｉｎφ、ｃｏｓφを乗する
第１〜第４の乗算器、また、７９と８０は、第１の加算
器と第２の加算器であり、回路にＲＯＭを用いてｉに示
すｓｉｎωを成分とｊに示すｃｏｓωｔの成分を求める
。

このようにして得られたｉに示すｓｉｎωを成分とｊに
示すｃｏｓωｔｋ　　成分は、ｈに示す搬送色差信号を
第１の乗算器８と第２の乗算器９により乗算してｋとＬ
に示す信号が得る。なお、このｋとＬの両出力には第２
高調波成分が含まれているので、第２のＬＰＦＩＩと第
２のＬＰＦ１２の遮断周波数である約３．５８ＭＨｚ（
カラーサブキャリヤ）により除去し、ｎと０に示すＢ−
Ｙ信号成分（色差信号）、およびＲ−Ｙ信号成分（色差
信号）の両色差信号を出力する。

上記°したように、本発明ではアナログ状の合成信号を
直接にＡ／Ｄ変換し、デジタル信号処理によって輝度信
号成分と色差信号成分を得るようにしている。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明はＮＴＳＣ信号
のアナログ合成信号を直接に＾／Ｄ変換し、デジタル信
号処理によって輝度信号および色差信号をうるようにし
ているため、・安定性および機器の調整の簡素化が図る
ことができるため、ＬＳＩ化により回路の小型化が可能
となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示す図、第２図は本
発明のくし形フィルタ５の一実施例の構成を示す図、 第３図は本発明の初期値計算部６の一実施例の構成を示
す図、 第４図は本発明のｓｉｎ−ｃｏｓ発生部７の一実施例の
構成を示す図、 第５図は従来の一実施例の構成を示す図、である。 図において、 １はクランプ回路、 ３はＡ／Ｄ変換器、 ５はくし形フィルタ１ ．７はｓｉｎ−ｃｏｓ発生部、 ９は第２の乗算器、 １１は第２のＬＰＦ。 を示す。 ２は位相制御発振器、 ４は遅延部、 ６初期値計算部、 ８は第１の乗算器、 １０は第１のＬＰＦ。 １２は第３のＬＰＦ。 不ｔｇ月心刀Ｉ月か１名１暴扛６々−安勿ヒ４列め頬工
カ・、１ルハ′−′ｆｆ　３　ご ノｎ　ｅ）ルｑｓｉｎ−ｃｏｓ／ｉ＆’ｈ９７ｎ−’１
１１９すｑ＠ｓｉ％Ｈ＼丁ｂ９４　庖 焼逮【−失）←ゼ′Ｊ／）傾ｌ示す図 −ａ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログカラーテレビ信号をクランプ回路（１）に入力
   して得られた水平同期パルスと該水平同期パルスに同期
   した１３．５ＭＨｚの標本化クロックを出力する位相制
   御発振器（２）の出力のそれぞれを入力し、該カラーテ
   レビ信号を該１３．５ＭＨｚの標本化クロックによりデ
   ジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換器（３）と、 前記Ａ／Ｄ変換器（３）の出力を遅延部（４）にて一定
   時間を遅延させた後、輝度出力と搬送色差出力に分離す
   るくし形フィルタ（５）と、 前記Ａ／Ｄ変換器（３）の中のカラーバーストをサンプ
   ルして得られたデータからカラーバーストに位相同期し
   たデジタル正弦波とデジタル余弦波とを発生させるため
   の初期値を計算する初期値計算部（６）と、 該初期値からカラーバーストに位相同期した１ライン分
   の正弦波と余弦波を出力するｓｉｎ−ｃｏｓ発生部（７
   ）と、 前記ｓｉｎ−ｃｏｓ発生部（７）の正弦波の出力と前記
   くし形フィルタ（５）が出力する搬送色差出力との乗算
   を行う第１の乗算器（８）、および該余弦波の出力との
   乗算を行う第２の乗算器（９）とを設け、前記くし形フ
   ィルタ（５）の輝度出力と第１の乗算器（８）の出力と
   第２の乗算器（９）の出力の３つの出力を３つの低域フ
   ィルタ１０、１１、１２により帯域制限して輝度信号と
   二つの色差信号のそれぞれを得ることを特徴とするカラ
   ーテレビ信号の輝度信号と色差信号の分離方式。