JPS58157385A - 交流モ−タの駆動方式 - Google Patents
交流モ−タの駆動方式Info
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- JPS58157385A JPS58157385A JP57039097A JP3909782A JPS58157385A JP S58157385 A JPS58157385 A JP S58157385A JP 57039097 A JP57039097 A JP 57039097A JP 3909782 A JP3909782 A JP 3909782A JP S58157385 A JPS58157385 A JP S58157385A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、誘導電動機等の交流モータの回転速度の上昇
に伴なうトルク低下を防止しうる交流モータの駆動方式
に関する。
に伴なうトルク低下を防止しうる交流モータの駆動方式
に関する。
直流をインバータ回路で交流に変換し、この交流で誘導
電動機を駆動する制御方式は可変周波数制御１（ＶＦ副
制御或いは可変電圧可変周波制御（ＶＶＶＦ制御）とし
て公知である。このうちＶＦ副制御インバータ回路の出
力である１次周波数を速度指令に応じて変化する方法で
あり、又ＶＶＶＦ制御祉制御局１次周波数に比例して１
次電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする制御
である。これら制御方式は、誘導電動機に印加する電圧
・電流を振幅・周波数の概念でとらえたものであるが平
均値的な制御方式であるため、即応性のある木目の細か
い制御が不可能であった。そこで、このような欠点を改
善するため、最近パルス幅制御方式を用い、誘導電動機
の固定子電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たトルク
発生を行なうことができるようないわゆるベクトル制御
方式が開発され、実用に供されるようになった。この誘
導電動機のベクトル制御方式は、分巻直流機のトルク発
生原理を基本として、固定子電流を瞬時値制御して分巻
直流機と似たトルク発生を行なうものである。
電動機を駆動する制御方式は可変周波数制御１（ＶＦ副
制御或いは可変電圧可変周波制御（ＶＶＶＦ制御）とし
て公知である。このうちＶＦ副制御インバータ回路の出
力である１次周波数を速度指令に応じて変化する方法で
あり、又ＶＶＶＦ制御祉制御局１次周波数に比例して１
次電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする制御
である。これら制御方式は、誘導電動機に印加する電圧
・電流を振幅・周波数の概念でとらえたものであるが平
均値的な制御方式であるため、即応性のある木目の細か
い制御が不可能であった。そこで、このような欠点を改
善するため、最近パルス幅制御方式を用い、誘導電動機
の固定子電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たトルク
発生を行なうことができるようないわゆるベクトル制御
方式が開発され、実用に供されるようになった。この誘
導電動機のベクトル制御方式は、分巻直流機のトルク発
生原理を基本として、固定子電流を瞬時値制御して分巻
直流機と似たトルク発生を行なうものである。
即ち、分巻直流機のトルク発生メカニズムは主磁束ダに
対し常に電機子電流Ｉａの起磁力が直交するように整流
子で電流の切替え動作を行なっており、発生トルクＴａ
は次式に二って示され、主磁束ダが一定であれば該トル
クＴ＆は電機子電流ＩＮＫ比例する。
対し常に電機子電流Ｉａの起磁力が直交するように整流
子で電流の切替え動作を行なっており、発生トルクＴａ
は次式に二って示され、主磁束ダが一定であれば該トル
クＴ＆は電機子電流ＩＮＫ比例する。
Ｔａ＝に−Ｉａ−９６（１）
上記の関係を誘導電動ｉに適用するために、ダは回転子
の磁束ベクトルｌ’７．工ａは２次電流ベクトルエ、に
対応させればよいことになる。従って、誘導電動機を、
分巻直流機のトルク発生と似た原理で駆動するには、回
転子の磁束ベクトル之、及び２次電流ペルトルｉ、の相
対関係を直交するように制御すればよく、発生トルクＴ
＆は、２次漏れインダクタンスを無視すると、次式によ
って ’ｌ’ａ＝ｋＪ、ダ、キｋＩ、＄ｍ （２）
（但し、５２１ｍは主磁束で励磁を流工。によって生じ
る）表現される。
の磁束ベクトルｌ’７．工ａは２次電流ベクトルエ、に
対応させればよいことになる。従って、誘導電動機を、
分巻直流機のトルク発生と似た原理で駆動するには、回
転子の磁束ベクトル之、及び２次電流ペルトルｉ、の相
対関係を直交するように制御すればよく、発生トルクＴ
＆は、２次漏れインダクタンスを無視すると、次式によ
って ’ｌ’ａ＝ｋＪ、ダ、キｋＩ、＄ｍ （２）
（但し、５２１ｍは主磁束で励磁を流工。によって生じ
る）表現される。
このため、固定子巻線に印加される固定子ｔｋは、例え
ば２相誘導電１機で考えてみると、Ａ −Ｂ軸を固定子
静止座標系、Ｌを固定子電流（１次電流）、１０を励磁
電流成分、１２を２次電流、ｌ、 ａ。
ば２相誘導電１機で考えてみると、Ａ −Ｂ軸を固定子
静止座標系、Ｌを固定子電流（１次電流）、１０を励磁
電流成分、１２を２次電流、ｌ、 ａ。
１、ｂを固定子電流ｉ１のＡ軸及びＢ軸成分で、人相固
定子電流、Ｂ相固定子電流として、主磁束βｍが固定子
静止系に対して回転角ψ（角速度をωとすればψ＝ωｔ
）で回転しているものとすれば、人相固定子電流Ｉ、＆
、Ｂ相固定子電流１．ｂはそれぞれ次式によって表わせ
る。
定子電流、Ｂ相固定子電流として、主磁束βｍが固定子
静止系に対して回転角ψ（角速度をωとすればψ＝ωｔ
）で回転しているものとすれば、人相固定子電流Ｉ、＆
、Ｂ相固定子電流１．ｂはそれぞれ次式によって表わせ
る。
Ｌａ＝Ｉｇｃｏｓ ψ−Ｊ、ｓｉｎ ψ
（３）１１ｂ＝１６ ａｉｎ９’＋Ｉ叩Ｃ
ｏｇＣＰ （４）即ち、ベクトル制御にお
いては（３）、 （４）式に示されるＡ相及びＢ相固定
子電流Ｊ、ａ ｌ ＩＩｂを発生して、これを固定子巻
線（１次巻Ｉｍりに印加し、誘導電動機を駆動する。そ
して、このようなベクトル制御方式においては負荷が増
減すると、これに応じて２次電流工、のみを増減させ、
励磁電流Ｉ。は一定に維持しようとしている。
（３）１１ｂ＝１６ ａｉｎ９’＋Ｉ叩Ｃ
ｏｇＣＰ （４）即ち、ベクトル制御にお
いては（３）、 （４）式に示されるＡ相及びＢ相固定
子電流Ｊ、ａ ｌ ＩＩｂを発生して、これを固定子巻
線（１次巻Ｉｍりに印加し、誘導電動機を駆動する。そ
して、このようなベクトル制御方式においては負荷が増
減すると、これに応じて２次電流工、のみを増減させ、
励磁電流Ｉ。は一定に維持しようとしている。
係る交流モータの駆動においては、速度指令信号と速度
フィードバックループからの交流モータの実速度信号の
差により電流指令の振幅を電流指令回路よシ得て、この
電流指令の振幅から各相の電流指令を相指令発生回路よ
り発生し、各相の電流指令と電流フィードバックループ
からの交流モータに実際に印加される相電流との差電流
を差出力回路で得、増巾回路で増申し、増巾出力で交流
モータを駆動している。係る電流フィードバックループ
制御においては、交流モータの速度成分が１／（ループ
ゲイン）の割合で、電流指令に含まれるため、電流フィ
ードバックルーズのゲインが低いと、電流制限が一定値
とならず、回転速度の上昇に伴ない徐々に減少する。即
ち、第１図（Ａ）に示す様に一定値の電流指令に対し、
交流電流制限値は第１図（Ｂ）の如く回転速度の上昇に
よって低下してくる。これは直流モータの電流フィード
バック制御においても同様で、第１図（Ｃ）のａの如く
、直流電流制限値は低下してくる。直流モータでは、前
述の指令電流とフィードバックされた直流モータの印加
電流との差を増巾する電流アンプに積分要素を与えるこ
とによって、速度成分を極めて小さくし、第１図（Ｃ）
のｂに示す如く、回転速度の上昇に伴なう電流制限値の
低下を補償し、一定値の電流制限値を得ている。この方
式を交流モータの駆動に用いた場合には、各相の電流指
令は正弦波で与えられているので、積分要素を与えても
交流周波数成分によって直流モータと同等の効果が得ら
れない。このため、交流モータの場合には、回転速度の
上昇によりフィードバックによる電流制限値が低下して
しまい、トルクが低下してしまうという欠点があった。
フィードバックループからの交流モータの実速度信号の
差により電流指令の振幅を電流指令回路よシ得て、この
電流指令の振幅から各相の電流指令を相指令発生回路よ
り発生し、各相の電流指令と電流フィードバックループ
からの交流モータに実際に印加される相電流との差電流
を差出力回路で得、増巾回路で増申し、増巾出力で交流
モータを駆動している。係る電流フィードバックループ
制御においては、交流モータの速度成分が１／（ループ
ゲイン）の割合で、電流指令に含まれるため、電流フィ
ードバックルーズのゲインが低いと、電流制限が一定値
とならず、回転速度の上昇に伴ない徐々に減少する。即
ち、第１図（Ａ）に示す様に一定値の電流指令に対し、
交流電流制限値は第１図（Ｂ）の如く回転速度の上昇に
よって低下してくる。これは直流モータの電流フィード
バック制御においても同様で、第１図（Ｃ）のａの如く
、直流電流制限値は低下してくる。直流モータでは、前
述の指令電流とフィードバックされた直流モータの印加
電流との差を増巾する電流アンプに積分要素を与えるこ
とによって、速度成分を極めて小さくし、第１図（Ｃ）
のｂに示す如く、回転速度の上昇に伴なう電流制限値の
低下を補償し、一定値の電流制限値を得ている。この方
式を交流モータの駆動に用いた場合には、各相の電流指
令は正弦波で与えられているので、積分要素を与えても
交流周波数成分によって直流モータと同等の効果が得ら
れない。このため、交流モータの場合には、回転速度の
上昇によりフィードバックによる電流制限値が低下して
しまい、トルクが低下してしまうという欠点があった。
従って、本発明の目的は、係る電流制限値の低下を補償
し、トルクの低下を防止しうる交流モータの駆動方式を
提供するにある。
し、トルクの低下を防止しうる交流モータの駆動方式を
提供するにある。
第２図は本発明に係る交流モータの駆動方式を実現する
回路ブロック図である。
回路ブロック図である。
図中、１０１は三相誘導電動機、１０２はロータリエン
コータ゛などのパルスジェネレータで、回転速度に比例
した周波数ｆｎを有し、互いにπ／２の位相差を有する
第１、第２のパルス列ｐ、、ｐ、を発生する。尚、パル
スジェネレータ１０２としてはレゾルバを用いることが
できるが、この場合レゾへバの出力波形はサイン波とな
るのでパルス化回路が必要になる。１０３は周波数電圧
変換器（Ｆｖ変換器）テアリ、パルスジェネレータ１０
２から発生する第１、第２のパルスＰ、、Ｐ、を微分し
て前述の周波数ｆｎを４倍した周波数Ｆｎ （角速度ω
ｎ）のパルス列ｐｖを発生し、パルス列Ｐｖの周波数を
電圧値に変換して、実回転速度ｎに比例した電圧ＴＳＡ
を出力する。
コータ゛などのパルスジェネレータで、回転速度に比例
した周波数ｆｎを有し、互いにπ／２の位相差を有する
第１、第２のパルス列ｐ、、ｐ、を発生する。尚、パル
スジェネレータ１０２としてはレゾルバを用いることが
できるが、この場合レゾへバの出力波形はサイン波とな
るのでパルス化回路が必要になる。１０３は周波数電圧
変換器（Ｆｖ変換器）テアリ、パルスジェネレータ１０
２から発生する第１、第２のパルスＰ、、Ｐ、を微分し
て前述の周波数ｆｎを４倍した周波数Ｆｎ （角速度ω
ｎ）のパルス列ｐｖを発生し、パルス列Ｐｖの周波数を
電圧値に変換して、実回転速度ｎに比例した電圧ＴＳＡ
を出力する。
１０４は図示しない速度指令回路から指令された速度指
令電圧ＶＣＭＤと笑速度電圧ＴＳＡの差（以後速度眼差
という）ＥＲを演算する演算回路、１０５は速度誤差Ｅ
Ｒを増幅して電機子電流の振幅ｉｓを出力する誤差アン
プ、１０６．１０７Ｖｉ、各々後述するトルク成分発生
回路、補償信号発生回路である。
令電圧ＶＣＭＤと笑速度電圧ＴＳＡの差（以後速度眼差
という）ＥＲを演算する演算回路、１０５は速度誤差Ｅ
Ｒを増幅して電機子電流の振幅ｉｓを出力する誤差アン
プ、１０６．１０７Ｖｉ、各々後述するトルク成分発生
回路、補償信号発生回路である。
１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９Ｗは各々相電流発生回
路で、電指令ＩＩ、流、 Ｉｕ、Ｉｖ、 Ｊｗを出力す
るもの、１１０［Ｊ、１１０Ｖ、１１０Ｗはそれぞれ各
相毎に設けられた演算回路でちゃ、指令電流、Ｉ ｕ
ｒ Ｉ ｖ ＋ Ｉ ”と実際の相電流工ａｕ。
路で、電指令ＩＩ、流、 Ｉｕ、Ｉｖ、 Ｊｗを出力す
るもの、１１０［Ｊ、１１０Ｖ、１１０Ｗはそれぞれ各
相毎に設けられた演算回路でちゃ、指令電流、Ｉ ｕ
ｒ Ｉ ｖ ＋ Ｉ ”と実際の相電流工ａｕ。
ｉａｙ、Ｊａｗの電流差を演算する演算回路、１１２Ｕ
。
。
１１２Ｖ、１１２ＷはそれぞれＵ相、■相及びＷ相の相
電流Ｉａｕ、 Ｉａｖ、 Ｉａｗを検出する変流器、１
１！５［Ｊ、１１３■、１１５Ｗはそれぞれ各相毎に設
けられ各相の電流差を増幅する電流アンプ、１１４はパ
ルス幅変調回路、１１５はパルス幅変調回路の出力信号
により制御されるインバータ、１１６ｉｊ：３相交流電
源、１１７Ｆｉ３相交流を直流に整流する公知の整流回
路でダイオード群１１７ａ及びコンデンサ１１７ｂを有
している。パルス幅変調回路１１４第５図に示す如くは
鋸歯状波ＳＴＳを発生する鋸歯状波発生回路５ＴＳＧと
、比較器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷと、ノットケー
トＮＯＴ、−ＮＯＴ、と、ドライバＤ■、〜Ｄｖ６とか
らなり、又インバータＩＮＶは６個のパワートランジス
タＱ。
電流Ｉａｕ、 Ｉａｖ、 Ｉａｗを検出する変流器、１
１！５［Ｊ、１１３■、１１５Ｗはそれぞれ各相毎に設
けられ各相の電流差を増幅する電流アンプ、１１４はパ
ルス幅変調回路、１１５はパルス幅変調回路の出力信号
により制御されるインバータ、１１６ｉｊ：３相交流電
源、１１７Ｆｉ３相交流を直流に整流する公知の整流回
路でダイオード群１１７ａ及びコンデンサ１１７ｂを有
している。パルス幅変調回路１１４第５図に示す如くは
鋸歯状波ＳＴＳを発生する鋸歯状波発生回路５ＴＳＧと
、比較器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷと、ノットケー
トＮＯＴ、−ＮＯＴ、と、ドライバＤ■、〜Ｄｖ６とか
らなり、又インバータＩＮＶは６個のパワートランジス
タＱ。
〜Ｑ６とダイオードＤ、〜Ｄ６を有している。パルス幅
変調器ＰＷＭＯ各比較器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷ
Ｆｉそれぞれ鋸讃状波信号ＳＴＳと三相交流信号ｊｕ＊
Ｉｖ＋ｊｗの振幅を比較し、ｉｕ、 Ｊｖ、 ｉｗが
ＳＴＳの値より大きいときに°１”を、小さいときに°
０°をそれぞれ出力する。従って、ｉｕについて着目す
れは比較器ＣＯＭＵから第４図に示す電流指令ｉｕｃが
出力される。即ち、ｉｕ、 Ｓｖ、 ｉｗの振幅に応じ
てパルス幅変調され九三相の電流指令ｉｕｃ 、 ｉｖ
ｃ 、 ｉｗｃが出力される。そして、これら三相の電
流指令ｉｕｃ、 ｉｖｃ。
変調器ＰＷＭＯ各比較器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷ
Ｆｉそれぞれ鋸讃状波信号ＳＴＳと三相交流信号ｊｕ＊
Ｉｖ＋ｊｗの振幅を比較し、ｉｕ、 Ｊｖ、 ｉｗが
ＳＴＳの値より大きいときに°１”を、小さいときに°
０°をそれぞれ出力する。従って、ｉｕについて着目す
れは比較器ＣＯＭＵから第４図に示す電流指令ｉｕｃが
出力される。即ち、ｉｕ、 Ｓｖ、 ｉｗの振幅に応じ
てパルス幅変調され九三相の電流指令ｉｕｃ 、 ｉｖ
ｃ 、 ｉｗｃが出力される。そして、これら三相の電
流指令ｉｕｃ、 ｉｖｃ。
ｉｗｃは、ノットゲートＮｏ Ｔ ｌ〜ＮＯＴ ｓ、ド
ライバＤＶ、〜ＤＶａを介してインバータ駆動信号ＳＱ
＋〜ＳＱ、として出力され、インバータ１１５に入力さ
れる。インバータ１１５に入力されたこれらインバータ
駆動信号ＳＱ＋〜ＳＱａはそれぞれパワートランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６のベースに入力され、該パワートランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６をオン／オフ制御して誘導電動機１１に三相
電流を供給する１つ 前述のトルク成分発生回路１０６は、各々ｓｉｎθ。
ライバＤＶ、〜ＤＶａを介してインバータ駆動信号ＳＱ
＋〜ＳＱ、として出力され、インバータ１１５に入力さ
れる。インバータ１１５に入力されたこれらインバータ
駆動信号ＳＱ＋〜ＳＱａはそれぞれパワートランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６のベースに入力され、該パワートランジスタ
Ｑ１〜Ｑ６をオン／オフ制御して誘導電動機１１に三相
電流を供給する１つ 前述のトルク成分発生回路１０６は、各々ｓｉｎθ。
５ｉｎ（θ−−π）、５ｉｎ（θ−−π）を入力信号に
乗算する３ 乗算器１０６ａ、 ｊ０６ｂ、 １０６ｃと、各乗算器
１０６＆、１０６ｂ、１［］６ｃに接続された抵抗Ｒ１
、Ｒ２、Ｒ３とで構成され、各抵抗Ｒ１、Ｒ２，Ｒ３の
他端が共通接続されて次段の電流アンプ１０７ａに接続
されるものである。。
乗算する３ 乗算器１０６ａ、 ｊ０６ｂ、 １０６ｃと、各乗算器
１０６＆、１０６ｂ、１［］６ｃに接続された抵抗Ｒ１
、Ｒ２、Ｒ３とで構成され、各抵抗Ｒ１、Ｒ２，Ｒ３の
他端が共通接続されて次段の電流アンプ１０７ａに接続
されるものである。。
各乗算器１０６＆ 、 １０６ｂ、 １０６Ｃには、変
流器１１２Ｕ。
流器１１２Ｕ。
１１２Ｖ、１１２Ｗからの各相の相電流Ｊａｕ 、 工
ａｖ 、 Ｉａｗカ入力さレルノテ、各乗算器１０６ａ
、 １０６ｂ 、 １０６ｃの出力は、（ｉａｕ ｘ
ｓｉｎθ）＝（ＩＢｓｉｎθｘ ｓｉｎθ）＝１８、
τπ） ｘ ｓｉｎ （θ−τπ）］＝Ｉ、となる。こ
の乗算器１０６ａ。
ａｖ 、 Ｉａｗカ入力さレルノテ、各乗算器１０６ａ
、 １０６ｂ 、 １０６ｃの出力は、（ｉａｕ ｘ
ｓｉｎθ）＝（ＩＢｓｉｎθｘ ｓｉｎθ）＝１８、
τπ） ｘ ｓｉｎ （θ−τπ）］＝Ｉ、となる。こ
の乗算器１０６ａ。
１０６ｂ 、 １０６ｃの各々の出力は各々の抵抗Ｒ１
，Ｒ２゜Ｒ３を介し加算されるから、抵抗Ｒ１，Ｒ２，
Ｒ３の共通接続された加算点の出力ＫＩは３Ｉ８となる
。即ち、出力Ｋｌは直流モータの電流成分に相当し、交
流モータのトルク分に相当するものである。又、補償信
号発生回路１０７は、電流指令ＩＳを反転するインバー
ターＮＶと、インバーターＮＹノ出力（−１８）と出力
ＫＩの加算入力を受ける差動アンプと、積分要素として
のコンデンサＣと、信号反転用の電流アンプ１０７ｂを
有しており、差動アンプ１０７！ＬはコンデンサＣによ
って差動積分回路を構成し、その出力として（ＫＩ−１
，）の出力を発し、電流アンプ１０７ｂから（Ｉ、 −
ＫＩ）を各相電流発生回路１０９’［Ｊ。
，Ｒ２゜Ｒ３を介し加算されるから、抵抗Ｒ１，Ｒ２，
Ｒ３の共通接続された加算点の出力ＫＩは３Ｉ８となる
。即ち、出力Ｋｌは直流モータの電流成分に相当し、交
流モータのトルク分に相当するものである。又、補償信
号発生回路１０７は、電流指令ＩＳを反転するインバー
ターＮＶと、インバーターＮＹノ出力（−１８）と出力
ＫＩの加算入力を受ける差動アンプと、積分要素として
のコンデンサＣと、信号反転用の電流アンプ１０７ｂを
有しており、差動アンプ１０７！ＬはコンデンサＣによ
って差動積分回路を構成し、その出力として（ＫＩ−１
，）の出力を発し、電流アンプ１０７ｂから（Ｉ、 −
ＫＩ）を各相電流発生回路１０９’［Ｊ。
１０９Ｖ、 １０９Ｗに与えるものである。即ち、実際
の交流モータに与えられる電流成分ＫＩが電流フィード
バックルーズによって回転速度により低下する分を（Ｉ
、−ＫＩ）として検出し、これを電流指令工、に加算し
、最終的に交流モータに印加される相電流の振幅を一定
値に補償しようとするもので、直流モータのフィードバ
ックルーズにおける積分要素と同等の働きをせしめるも
のである。第６図に示す様に、本発明では電流指令工、
の振幅は第６回国のｄの如く、回転速度に伴ない補償さ
れ、徐々に増加していくので、交流モータへ印加される
交流相電流は第６図（Ｂ）の如く一定値に保持されるこ
とになる、 次に、誘導電動機１０１がある速度で回転しているとき
に速度指令が上昇した場合について第２図の動作を説明
する。
の交流モータに与えられる電流成分ＫＩが電流フィード
バックルーズによって回転速度により低下する分を（Ｉ
、−ＫＩ）として検出し、これを電流指令工、に加算し
、最終的に交流モータに印加される相電流の振幅を一定
値に補償しようとするもので、直流モータのフィードバ
ックルーズにおける積分要素と同等の働きをせしめるも
のである。第６図に示す様に、本発明では電流指令工、
の振幅は第６回国のｄの如く、回転速度に伴ない補償さ
れ、徐々に増加していくので、交流モータへ印加される
交流相電流は第６図（Ｂ）の如く一定値に保持されるこ
とになる、 次に、誘導電動機１０１がある速度で回転しているとき
に速度指令が上昇した場合について第２図の動作を説明
する。
誘導電動機１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転せしめる
べく、演算回路１０４の加算端子に所定のアナログ値を
有する速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される、一方、誘導
電動機１０１は実速度Ｖａ （（Ｖｃ ）で回転してい
るから、パルスジェネレータ１０２、Ｆｖ変換器１０３
より実速度ｖａに比例した実速度電圧ＴＳＡが出力され
、この実速度電圧ＴＳＡは演算回路１０４の減算端子に
入力される。従って、演算回路１０４は指令速度ＶＣと
実速度ＶａＯ差である速度誤差ＥＲを演算し、これを誤
差アンプ１０５に入力する。誤差アンプ１０５は次式に
示す比例積分演算を行なう。
べく、演算回路１０４の加算端子に所定のアナログ値を
有する速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される、一方、誘導
電動機１０１は実速度Ｖａ （（Ｖｃ ）で回転してい
るから、パルスジェネレータ１０２、Ｆｖ変換器１０３
より実速度ｖａに比例した実速度電圧ＴＳＡが出力され
、この実速度電圧ＴＳＡは演算回路１０４の減算端子に
入力される。従って、演算回路１０４は指令速度ＶＣと
実速度ＶａＯ差である速度誤差ＥＲを演算し、これを誤
差アンプ１０５に入力する。誤差アンプ１０５は次式に
示す比例積分演算を行なう。
尚、（０式の演算結果工８は電機子電流の振幅に相当す
る。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化する
と速度誤差ＥＲ（＝Ｖｃ −Ｖａ ）が大きくなり、こ
れに応じて電機子電流振幅１．も犬きくなる。
る。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化する
と速度誤差ＥＲ（＝Ｖｃ −Ｖａ ）が大きくなり、こ
れに応じて電機子電流振幅１．も犬きくなる。
■８が大きくなればよシ大きなトルクが発生し、このト
ルクにより電動機の実速度が指令速度にもたらされる。
ルクにより電動機の実速度が指令速度にもたらされる。
この電流指令の振幅工３は振幅制限回路１０６を介し、
各相の相電流発生回路１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９
Ｗに □ｓｉｎ （θ−−π）を乗算し、３相の
電流指令ｉｕ、ｉｖ。
各相の相電流発生回路１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９
Ｗに □ｓｉｎ （θ−−π）を乗算し、３相の
電流指令ｉｕ、ｉｖ。
ＩＷをそれぞれ出力する。
しかる後、３相電流指令ｉｕ、 ｉｖ、 ｊｗは演算回
路１１０Ｕ、 １１０Ｖ、 １１０Ｗにて実際の相電流
ｊａｕ 、 工ａｙ 。
路１１０Ｕ、 １１０Ｖ、 １１０Ｗにて実際の相電流
ｊａｕ 、 工ａｙ 。
ｊａｗと差分がとられ、ついでその差分である三相交流
信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗは電流アンプ１１５Ｕ、１１
３Ｖ。
信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗは電流アンプ１１５Ｕ、１１
３Ｖ。
１１３Ｗにて増幅されてパルス幅変調回路１１４に入力
される。
される。
パルス幅変調回路１１４で１１前述した様に鋸歯状波信
号ＳＴＳと三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗの振幅を
比較し、パルス幅変調された三相の電流指令をインバー
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱ１〜Ｑ、の
ベースに入力し、これら各パワートランジスタＱ、〜Ｑ
６をオン／オフ制御し、誘導電動１ａ１０１に三相電流
を供給する。
号ＳＴＳと三相交流信号ｉｕ、 ｉｖ、 ｉｗの振幅を
比較し、パルス幅変調された三相の電流指令をインバー
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱ１〜Ｑ、の
ベースに入力し、これら各パワートランジスタＱ、〜Ｑ
６をオン／オフ制御し、誘導電動１ａ１０１に三相電流
を供給する。
以後、同様な制御が行われて最終的に誘導電動機１０１
は指令速度で回転することになる。
は指令速度で回転することになる。
ここで、トルク成分発生回路１０６は変流器１１２Ｕ、
１１２Ｖ、１ｊ２Ｗからの各相の相電流Ｉａｕ 、 Ｉ
ａｖ 。
１１２Ｖ、１ｊ２Ｗからの各相の相電流Ｉａｕ 、 Ｉ
ａｖ 。
工ａｗを受け、トルク分ＫＩを発生しており、補償信号
発生回路１０７け誤差アンプ１０５の電流指令Ｘ８と、
トルク成分発生回路１０６・のトルク分ＫＩとを受け、
（ＩｓＫＩ）なる出力を発生している。相電流発生回＃
１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９Ｗは電流指令１３と
（Ｉ３ ＫＩ）とを加算するので、各相電流発生回路
１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９Ｗからは（Ｉｓ＋（Ｉ
ｓ Ｋｌ）〕−（２Ｉｓ−ＫＩ）なる振幅の３相電流
指令Ｉｕ、 ＩＶ、 Ｉｗを出力することになる。従っ
て、相電流発生回路１０９［Ｊ、 １０９Ｖ。
発生回路１０７け誤差アンプ１０５の電流指令Ｘ８と、
トルク成分発生回路１０６・のトルク分ＫＩとを受け、
（ＩｓＫＩ）なる出力を発生している。相電流発生回＃
１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９Ｗは電流指令１３と
（Ｉ３ ＫＩ）とを加算するので、各相電流発生回路
１０９Ｕ、 １０９Ｖ、 １０９Ｗからは（Ｉｓ＋（Ｉ
ｓ Ｋｌ）〕−（２Ｉｓ−ＫＩ）なる振幅の３相電流
指令Ｉｕ、 ＩＶ、 Ｉｗを出力することになる。従っ
て、相電流発生回路１０９［Ｊ、 １０９Ｖ。
１０９Ｗの出力は、電流フィードバックルーズによって
減少した振幅分（１，−ＫＩ）を元の電流指令Ｉｓにか
さ上けされた振幅を持つことになる。このため、交流モ
ータへ印加される相ｔ＃Ｌは、電流フィードバックルー
ズの速度特性によってループゲインが減少しても、電流
指令Ｉ８によって指示された一定値を保つことが出来る
。
減少した振幅分（１，−ＫＩ）を元の電流指令Ｉｓにか
さ上けされた振幅を持つことになる。このため、交流モ
ータへ印加される相ｔ＃Ｌは、電流フィードバックルー
ズの速度特性によってループゲインが減少しても、電流
指令Ｉ８によって指示された一定値を保つことが出来る
。
この様な働きをするトルク成分発生回路１０６、補償信
号発生回路１０７としては、交流モータの３相の相電流
から直流モータの電流成分相当の交流モータのトルク成
分を発生し、電流指令■８とトルク成分の差を発生すれ
ば良く、徨々の構成のものを採用することができる。又
、補償信号（ＩｓＫＩ）を電流指令１．と相電流発生回
路にて加算することなく、別途加算器によって行なって
も良い。
号発生回路１０７としては、交流モータの３相の相電流
から直流モータの電流成分相当の交流モータのトルク成
分を発生し、電流指令■８とトルク成分の差を発生すれ
ば良く、徨々の構成のものを採用することができる。又
、補償信号（ＩｓＫＩ）を電流指令１．と相電流発生回
路にて加算することなく、別途加算器によって行なって
も良い。
以上説明した様に、本発明によれば、電流フィードバッ
クループ制御による交流モータの駆動において、交流モ
ータの相電流からトルク成分を得て、トルク成分と電流
指令の振幅との差によって該電流指令の振幅に加算して
いるので、電流フィードバックルーズによるモータの回
転速度特性に伴なうループゲインの低下によって生じる
電流側このため、交流モータのトルク低下も生ぜず、交
流モータに直流モータ並の特性を発揮せしめることに寄
与することが極めて大きいものである。
クループ制御による交流モータの駆動において、交流モ
ータの相電流からトルク成分を得て、トルク成分と電流
指令の振幅との差によって該電流指令の振幅に加算して
いるので、電流フィードバックルーズによるモータの回
転速度特性に伴なうループゲインの低下によって生じる
電流側このため、交流モータのトルク低下も生ぜず、交
流モータに直流モータ並の特性を発揮せしめることに寄
与することが極めて大きいものである。
尚、本発明を一寮施例により説明したが、本発明は上述
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない、。
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない、。
第１図は本発明の解決すべき諌題を説明する説明図、第
２図は本発明の一実施例ブロック図、第３図は第２図構
成の増巾部回路図、第４図は第５図回路図の動作説明図
、第５図は第２図構成の要部構成図、第６図は第５図構
成の動作説明図を示す。 図中、１０１・・・交流モータ（訪導箪動機）、１０４
・・・演算回路、１０５・・・誤差アンプ、１０６・・
・トルク成分発生回路、１０７・・・補償信号発生回路
、１０９Ｕ。 １０９Ｖ、 １０９Ｗ・・相電流発生回路、１１０’［
Ｊ、 １１０Ｖ。 １１０Ｗ・・・演算回路、１１２Ｕ、 １１２Ｖ、 １
１２Ｗ−・・変流器。 特許出願人 富士通ファナック株式会社代理人 弁理士
辻 實 外２名
２図は本発明の一実施例ブロック図、第３図は第２図構
成の増巾部回路図、第４図は第５図回路図の動作説明図
、第５図は第２図構成の要部構成図、第６図は第５図構
成の動作説明図を示す。 図中、１０１・・・交流モータ（訪導箪動機）、１０４
・・・演算回路、１０５・・・誤差アンプ、１０６・・
・トルク成分発生回路、１０７・・・補償信号発生回路
、１０９Ｕ。 １０９Ｖ、 １０９Ｗ・・相電流発生回路、１１０’［
Ｊ、 １１０Ｖ。 １１０Ｗ・・・演算回路、１１２Ｕ、 １１２Ｖ、 １
１２Ｗ−・・変流器。 特許出願人 富士通ファナック株式会社代理人 弁理士
辻 實 外２名
Claims (1)
- 交流モータの速度を検出する速度検出器と、該検出され
た実速度と指令速度の差より得たｔ＠、指令の振幅から
各相の電流指令を発生する発生回路と、該交流モータに
与えられる各相の電流を検出する電流検出器と、該各相
の電流指令と該検出された各相の電流との差を出力する
差出力回路と、該各相の差電淵を増巾する増巾回路とを
含み、該増巾回路の出力によって該交流モータを駆動す
る方式において、核ｉ１１．流指令発生回路は、該検出
された各相の電流によって該交流モータのトルク成分を
得、該トルク成分と該電流指令の振幅との差によって該
ＮＲｔ指令の振幅に加算したことを特徴とする交流モー
タの駆動方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57039097A JPS58157385A (ja) | 1982-03-12 | 1982-03-12 | 交流モ−タの駆動方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57039097A JPS58157385A (ja) | 1982-03-12 | 1982-03-12 | 交流モ−タの駆動方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58157385A true JPS58157385A (ja) | 1983-09-19 |
Family
ID=12543569
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57039097A Pending JPS58157385A (ja) | 1982-03-12 | 1982-03-12 | 交流モ−タの駆動方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58157385A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20130032289A (ko) * | 2011-09-22 | 2013-04-01 | 모벤타스 기어스 오와이 | 기어유닛과 기어유닛의 윤활펌프를 제어하는 방법 |
-
1982
- 1982-03-12 JP JP57039097A patent/JPS58157385A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20130032289A (ko) * | 2011-09-22 | 2013-04-01 | 모벤타스 기어스 오와이 | 기어유닛과 기어유닛의 윤활펌프를 제어하는 방법 |
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