JPS581378A - 信号変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の関連する技術分野〕 本発明は、世界中で広く使用されているテレビジョン標
準方式と両立性のあるディジタル・テレビジョン゛シス
テムに関するものであって、特に、種々の周波数でサン
プルされたビデオ信号間の変換が容易に行なえるような
装置に関するものである。

〔従来技術〕

両立性のあるディジタル・テレビジョンヲ得るために、
世界中の標準方式の種々の特性にっ込て検討が行なわれ
てきた。６０Ｈｚ、５２５木ノ（ＮＴＳＣ）方式オ！ヒ
５ｏＨｚ、　６２５　木ノ（ＰＡＬオ！ヒＳＥＣＡＭ）
方式の両方忙ついて、水平線の全期間におけるサンプル
の数が等しいことあるいは各ラインの映像情報を含んで
いる部分のサンプル数が等しくなければならないことが
提案されてきた。また、全世界に広まった標準方式に関
連する問題の中には、制限された帯域幅のシステムであ
って、適当す解像度を有するシステムに対する適当なサ
ンプリング周波数の問題、および標準方式は、ＲＧＢも
しくはＹＩＱのような成分から成るシステムではなくて
複合の輝度−クロミナンス・システムでなければならな
いというような問題がある。

また、各段階を有するディジタル・テレビジョン標準方
式であることが望ましい。各段階を有するシステムは、
種々の段階すなわちレベルが、サンプルをフィルタにか
けるかもしくは取シ除くことによって伝送されるシステ
ムである。かぐして、ディジタル・システムにより非常
に高速のサンプリング周波数で信号が発生され、シネマ
型式で使用できる解像度が得られる。このような解像度
は、ラスタ当り垂直方向には２０００本で、ラスタ当り
水平方向には２０００木程度である。テレビジョン番組
の製作会社は、編集用に、標準テレビジョンの解像度よ
りも大きな解像度のものを使用したいかも知れないが、
２０００木のラスタに比例したデータ速度で動作可能な
装置よりも費用の掛からない装置を使用したいかも知れ
ない。従って、テレビジョン番組の製作会社は、各段階
の第２番目のレベルすなわち１０００木の解像度の装置
を使用するかも知れない。例えば、もともと２０００本
の解像度レベルで行なわれたテープ記録が製作会社で利
用可能であるとすると、各ラインの一つ置きのサンプル
をフィルタにかけるか消去すると、　１０００本レベル
の解像度に低減される。各段階の次のレベルは、５００
本の解像度かも知れない。この解像度は、アナログ・ビ
デオ信号を各家庭に伝送するために、テレビジョンの放
送ステーションで用いラレル。

テレビジョン番組の製作会社で編集されたテープは、一
つ置きのサンプルを取り除くことによって、５００本の
解像度が可能な装置を用いて、放送会社によυ使用され
るだろう。また、放送ステーションは、４つのサンプル
のうちの３つのサンプルを取シ除くことによって、２０
００本の解像度のテープを使用することができるだろう
。各段階の次の段階は、２５０本の解像度の電子的ニュ
ース収集カメラに適用可能であり、次に低い解像度のレ
ベルは、監視の目的で使用されるだろう。

ＮＴＳＣ標準方式を使用している米国および他のｌ−に
おいては、一般に、複合形式のテレビジョン信号を処理
するために共通に利用可能な装置が期待されるだろう。

このような装置においては、色副搬送波の周波数の３倍
もしくは４倍（３ＸＳＣ。

４ＸＳＣ）のような整数倍のサンプリング癲波数を有す
ることが極めそ有利なことである。ディジタル・テレビ
ジョンの世界の標準方式が採用されても、それは、色副
搬送波の周波数に固定されたサンプリング周波数に基づ
くものではないだろう。

しかしながら、副搬送波の周波数で固定されてサンプル
された複合ビデオが、ディジタル・テレビジョンの標準
方式の採用された場合、その標準方式の特性を有するよ
うに、容易に変換できることが非常に望ましい。この変
換は、多分、複合ＮＴＳｃビデオの最も近いサンプルの
値から、世界の標準方式のす′ンプルの値を補間するこ
とによって行なわれるだろう。もちろん、クロック周波
数が同一であれば、サンプルは同一であって、補間の必
要はないだろう。精密な補間は、複維であり、補間され
る各サンプルについて掛算と加算が必要である。特に、
掛算器は、演算がおそい傾向があり、また、速いビデオ
・データ速度で演算を実行しようとすると、掛算器は高
価なものとなる。サンプリング周波数について、６２５
　／　５０および５２５／６０の標準方式の間で両立性
があシ、各段階を有し、また、副搬送波周波数の倍数の
周波数でサンプルされた複合ＮＴＳＣビデオから、掛算
器を用いないで容易に変換することのできる、ディジタ
ル・ビデオ用の世界的規模のテレビジョン標準方式が得
られることはきわめて望ましいことであろう。

白黒テレビジョンについては、もともとＮＴＳＣ標準方
式の水平ライン周波数は、１５，７５０Ｈｚだった。

このライン周波数は、カラ一方式の採用によって、ａ　
、　５　ＭＴ（ｚの音声搬送波周波数に関連するように
変ＭＨｚであって、これは、国際無線通信諮問委員会（
ＣＣＩＲ）によって、１５１７３４．２６４±Ｏ，０Ｏ
０３％Ｈｚに標準化された。また、最近、米国の連邦通
信委員会（ＦＣＣ）は、メガヘルツの色副搬送波周波数
を３１５／８８の商と決定し、水平ライン周波数は、副
搬送波周波数０２７４５５倍で、および１５．７３４．
２６６Ｈｚイン周波数は、１５，６２５Ｈ２である。

正確に１３．５ＭＨ２の共通のクロック周波数を使用す
ると、　５０Ｈｚ、　６２５木の方式の場合、ｌ水平ラ
イ５ン当シ正確に８６４個のサンプルがｉられ、６０Ｈ
２％５２５木の方式の場合、１水平ライン当り正確に８
５８個のサンプルの得られることが知られている。

従って、１３．５ＭＨｚのサンプリング周波数（および
２．２５ＭＨｚの倍数でこの周波数に関連する他のサン
１ｏプリング周波数）を使用すると７、両方の方式にお
りて、１水平ライン当シ整数のサンプルが得られる。

５０Ｈ２，６２５本の方式の場合、水平ラインの周期は
、６４−００μＳであｆｉ　、　６０Ｈｚ、　　５２５
木の方式の場合、】５水平ラインの周期は、およそ６３
・５６μｓである。

５０Ｈｚ＋　　６２５本の方式に関して国際無線通信諮
問委員会（ＣＣＩＲ）が提案する標準方式によると、お
よそ５２μｓの映像情報を含んでいるライン期間と、１
２μｓの水平帰線期間が与えられる。現在のＮＴＳＣ力
）Ｑラー標準方式に依る水平帰線期間は、１０．９±０
．２μＳであるが、提案は、この標準方式を変更するた
めになされたものである。従って、ＮＴＳＣ方式におけ
る水平帰線期間は、明確には決まっていない。６０Ｈｚ
＋　　５２５木の方式における、映像情報を含んでいる
ライン期間も５２μｓであると仮定すると、１３．５Ｍ
Ｈｚのサンプリング周波数によって、各ラインの映像情
報を含んでいる部分について７０２個のサンプルが得ら
れる。しかしながら、水平帰線期間の間に生じるサンプ
ルの数は、５０Ｈｚ、　　６２５木の方式の場合の１６
２から、６０Ｈｚ、　　５２５木の方式の場合の１５６
に変わる。

発明の開示 本発明に依る変換のための装置は、第１の周波数でサン
プルされた信号を、第２の周波数でクロック制御される
第２の信号に変換するものである。

第１および第２の周波数は、それらの商が整数の比とな
るように選択される。この結果、整数個の入力サンプル
と整数個の新しい出力サンプルを持った、周期的に生じ
るサンプルのブロックが得られる。変換装置においては
、入力信号のサンプルを順次遅延させるために遅延要素
が使用される。

連続する、遅延されたサン１９間の振幅の差を表わす差
信号が、減算器によって発生される。重み付けされた差
信号を形成するために、該減算器に結合された掛算器に
よって、前記の差信号に、連続的に変化する乗数が掛け
られる。連続的に変化する変数は、サンプルの変換ブロ
ック内で形成される新しいサンプルの有効位置に関連し
ている。

重み付けされた差信号は、新しいサンプルの値を発生す
るために加算器で加算される。本発明の好ましい実施例
においては、第１および第２の周波数の比は、整数Ｍと
２のべき（２）の比となるように選択され、それ故、新
しいサンプルの数が２ｒのサンプルのブロックが得られ
、また掛算器は、シフトおよび加算形式のものでよいと
いう都合のいい結果が得られる。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明に従って構成される一実施例を示す。

第１図において、アナログの赤色（Ｒ）、緑色（Ｇ）お
よび青色（Ｂ）信号は、水平同期信号（Ｈ）と共に、テ
レビジョン・カメラのような信号源（図示せず）から供
給される。水平同期信号（Ｈ，）は、カウンタ１５０の
エネイブル入力に供給され、一方赤色（Ｒ）、緑色（Ｇ
）、青色（Ｂ）信号は、別々のラインを介して擬似信号
除去用の適当なプレフィルタ１０に供給される。該プレ
フィルタ１０においては、出力信号に擬似信号が生じな
いように帯域幅が制限される。帯域の制限された赤色、
緑色および青色信号は、アナログ・ディジタル（ＡＤ）
変換器１２に供給される。ＡＤ変換器１２において、赤
、緑および青信号は、クロック発生器１４から変換器１
２に供給されるクロック信号の制御の下に１３．５ＭＨ
２で標本化され、量子化される。、仕置換器１２は、各
信号について複数個の並列チャ砥ネルあるいは各信号に
ついて単一の直列チャ製ネルの形式でその出力端に赤、
緑および青信号を発生する。図示された実施例において
は、各信号について、８本の並列ラインが用いられてい
る。

ＡＤ変換器１２からの信号は、ゲート１６に供給される
。該ゲート１６は、フリップ・フロップ１８によって駆
動され、ブロック２０で示されるディジタル信号処理装
置にサンプルを通過させたり、その通過を禁止したシす
る。ディジタル信号処理装置２０は、本発明には関係な
く、ディジ２／Ｉ／・モードで処理するのが望ましい成
る種の機能を有するものである。例えば、ディジタル信
号処理装置の機能としては、テープ記録、テープ編集、
カラー制御もしくはカラーの混ぜ合わせあるいは他の特
殊な機能等がある。また、ディジタル処理装置２０は、
単なる伝送チャ髪ネルであってもよく、ディジタル信号
は、伝送チャネＭによって遠隔地に送られる。

信号の処理が終ると、信号は、もはやディジタル形式で
ある必要がないので、ディジタル・アナログ（ＤＡ）変
換器２２に供給され、該変換器２２によって準アナログ
標本値が発生される。このようにして発生された準アナ
ログ信号は、適当なアナログ・ビデオ信号を発生するた
めに、フィルタリングもしくは平滑化用の等化フィルタ
２４に供給される。

本発明の特徴の一つに依ると、ゲート１９は、映像情報
を含んでいる部分を決定するように駆動され、各ライン
の映像情報を含んでいる部分で、正確に７０４個のサン
プルがディジタル信号処理装置２０に送られるように制
御される。必要とされるタイミング制御は、フリップ・
フロップ１８．カウンタ１５０およびカウンタ７０４に
よって行なわれる。

各水平線の始まシを決める水平同期信号２０４は、カウ
ンタ１５０のエネイブル入力に供給される。カウンタ１
５０のもう一つの入力には、クロック発生器１４から１
３．５ＭＨ２のクロック信号が供給される。

カウンタ１５０は、１５０のクロックすなわちサンプル
・パルスを計数し、この時間間隔の終りに出力パルスを
発生する。この出力パルスは１、カウンタ１５０のリセ
ット入力とカウンタ７０４のエネイブル入力端子に供給
され、またフリップ・フロップ１８゛のＱ出力が高くな
って、グー）１６がサンプルを通過させ始めるように、
フリップ・フロップ１８０セツト入力端子にも供給され
る。カウンタ７０４は、ゲート１６を通過するサンプル
と同期して計数し始め、正確に７０４のサンプルが計数
されると、カウンタ７０４は、出力信号を発生する。こ
の出力信号は、カウンタ７０４をリセットし、またフリ
ップ・フロップ１８のＱ出力を零にリセットしてグー）
１６を非作動にし、サンプルの通過を禁止させ、このよ
うにして作動期間の終シを決定するためにフリップ・フ
ロップ１８のリセット入力に供給される。

第１図のタイミング構成の動作および５２５／６０と６
２５１５０の方式間の動作の違すは、第２図ＩＣ更に詳
細に示されている。第２図のａには、クロック・サンプ
ル２０２が示されている。第２図のｂには、１５７３４
．２６６なる公称周波数における水平同期パ）Ｖス２０
４が示されている。カウンタ１５０　ｉｊ、第２図のＣ
に示゛されるように、水平線の始まりに対応する時間ｔ
ｏで計数を開始し、時間ｔ１５０で終了し、時間ｔ１５
０において出カバｌレスを発生する。この出力パルスに
よって、サンプルがゲート１６を通過し始め、カウンタ
７０４が作動し、第２図のｄに示されるように、時間ｔ
８５４まで計数する。第２図のｅは、残シの時間を示し
、時間ｔ８５８で始まる次の水平同期信号までの時間を
示す。第２図のｅに示される期間で決められるように、
帰線期間の第２の部分は、４サンプルである。第２図の
ｆは、１５．６２５Ｈｚの公称周波数で発生する水平同
期信号を示す。カウンタ１５０の計数期間は、第２図の
ｇに示されており、カウンタ７０４の計数期間は、第２
図のｈに示されておシ、時間ｔ８５４で終了する。

しかしながら、帰線期間は更に長くなっており、時間ｔ
８５４から時間ｔ８６４に達する。この時間ｔ８６４で
、次の水平同期信号が再びそのサイクルを開始する。

以上説明したシステムにおいて、映像情報を含んでいる
部分の期間は、７ｏ４のサンプルによって決められるの
で、期間の残りの部分は、゛帰線期間によって決められ
る。カウンタ１５０の１５０の計数値は、システム、入
力が５２５／６０方式の信号源から、の場合に生ずる帰
線期間の全てを実質的に決定する。このような信号源の
場合、１５０のカウンタによって決められる帰線期間の
部分は、帰線期間の、カウンタ７０４およびフリップ・
フロップ１８のリセット時間ｔ８５４の後、次の水平同
期信号パルスの時間ｔｏまでの部分よりも大きい。かく
して、帰線期間の第１の部分は、各水平同期信号パルス
の後に生シ、カウンタ１５０によって決められる。帰線
期間の第２の部分は、映像情報を含んでいる部分の後で
始まシ、次の水平同期信号パルスまで続く。

従って、各ラインの間に生ずる帰線消去期間の第２の部
分の期間は、信号源の規格によって決められる水平線の
時間幅に依存して変化する。

７０４という数は、この数が２のべきの倍数で表わされ
（７０４＝２　Ｘ１ｌ）、従って、６つの段階を与える
ことができるという点に意味がある。さらに、１ライン
当り７０４個のサンプルは、　６２５／５０方式のシス
テムにおける帰線消去期間に合致し、またＮＴＳＣ方式
における帰線消去期間の特定の限界値に極めて近い。

第１図の構成は、本発明に依るディジタＭ信号処理シス
テムを示し、信号源の同期は、６２５１５０もしくは５
２５／６０の標準方式に対応し、入力信号は、アナログ
である。しかしながら、多くの場合、成るディジタル・
システムから、第１図の構成に関連して説明した標準方
式に変換することが望ましい。例えば、米国および多発
地の国々においても、標準のクロック周波数が、４Ｘ’
ＳＣのように、副搬送波周波数の複数倍であるディジタ
ル・ビデオ・システムであることが望ましい。また、以
下に述べるように、７０４という数は、複合ＮＴＳＣデ
ィジタル規格と、第１図に関連して述べた一般すなわち
世界の規格との間の変換を容易にするという利点をもた
らすものである。

４ｘｓｃでサンプルされる複合ＮＴＳＣテレビジョン信
号の場合、各完全な水平線について９１０のサンプルが
生じる。しかしながら、７５４個のサンプルが映像情報
を含んでいる部分の間で生じ、残シの１５６個のサンプ
ルは、帰線消去期間に生じる。本発明のもう一つの特徴
に従って変換を行なうためには、各ラインの映像情報を
含んでいる部分について７４８個のサンプルが必要であ
る。７４８という数は、世界のシステムのサンプルｐ　
（７０４＝１６Ｘ４４）と共通の因子４４　（’７４Ｂ
＝１７Ｘ４４　）を有するという理由で選択される。こ
れは、いずれのシステムにおいても、各水平線が、４４
個の変換ブロックに分割すれ、一方のシステムにお因で
は、　１７個のサンプルが各ブロックに含まれ、他方の
システムにおりては、　１６個のサンプルが各ブロック
に含まれることを意味する。このことを視覚的に示した
ものが第３図である。第３図において、横軸は時間を示
す。第３図のｂに示される線の長さは、１６単位の長さ
であり、各数字はサンプル時間を示す。第３図のｂのブ
ロックに示される１６個のサンプルは、世界のディジタ
ル標準方式における水平線の映像情報を含んでいる部分
で順次発生する４４個の同様なブロックのうちの一つに
対応するものである。

第３図のａに示されるサンプルのブロックハ、第３図の
ｂに示されるブロックとおよそ同じ時間間隔を有する。

しかしながら、第３図のａに示されるサンプルのブロッ
クは、１６個ではなくて１７個のサンプルを有する。そ
れにもかかわらず、第３図のａに示されるような４４個
のブロックが、第３図のｂに示されるような４４個のブ
ロックが生じるの・と同じ時間内に生じることを理解さ
れたい。相当小さなブロックに分割できるように、サン
プルの総数を選択することによって、変換に必要な信号
処理の量は、大幅に減少する。ディジタル信号が、第３
図のａに示される周波数で標本化されると、第３図のｂ
に示されるクロック・システムに従う信号を発生するた
めには、補間の必要なことが分るだろう。例えば、第３
図のｂにおける７番目のサンプルは、第３図のａに、お
ける７番目と８番目のサンプルのおよそ中間にある。従
って、第３図すの７番目のサンプルの値は、第３図ａの
ように標本化される入力信号の７番目と８番目の標本化
点における信号の値の平均によって近似することができ
る。同様に、第３図すの２番目のサンプル（番号ｌのサ
ンプル）は、第３図ａの２番目のサンプル（番号ｌのサ
ンプル）に極めて近く、ソの値は、第３図ａのサンプル
ｌの信号値にサンプル１と２値の差のｌ／１６を加えた
ものに等しいものであると推定することができる。一般
的に言うと、線型的に補間されたｎ番目のサンプル出力
の値％は次式によって与えられる。

ｇｒｌ−ｆｎ　＋１６　（ｆｎ＋１−ｆｎ　）　　　　
　（１１ここで、ｎは、０から１６まで変化し、発生さ
れる新しめサンプルのサンプル番号である。本発明に依
る変換の特徴は、−という係数が、小さな整数６ の比であって、この比の分母が、２のべきであるという
ことである。

第４図の波形ｆ（ｔ）に従って、ｆが、周波数Ｆ工であ
る４ＸＳＣの周波数でのサンプル値の順序を示すもので
あるとする。連続するサンプル値の間を結ぶ直線は、ア
ナログ波形ｆ（ｔ）の直線近似を表わし、ｇ／と付され
たサンプルは、　１３．５　ＭＨｚ　（Ｆ２）のクロッ
ク周波数で補間されたサンプルを表わす。１１１式によ
って決められる演算は、２個の加算と１個の乗算から成
る。乗算の一方の因数は、分数（ｎ７’ｉ６）であり、
ここでｎは、小さい整数である。２進数の電子的乗算は
、複雑で、時間の掛かる演算であるけれども、２で割る
割算は、シフトレジスタで１ビツト移動させることによ
って容易に行なうことができる。例えば、２３４□。：
１ｌｌＯＩＯＩＯ２なる２進数を２で割る場合は、最上
位ビットの左側に零を付けて、最下位ピットを取シ去れ
ばよ−。答は、０１１１０１０１２＝　１１７□。で、
これは２３４□。の半分であり、もとの数が８ビツトの
精度であるのに対して７ビツトの精度である。このよう
にして、例えば（７Ａ６）という乗数のサンプル値の乗
算においては、もとのサンプル値Ｓを整数２で４回続け
て割ればよく、それぞれもと（７）　ｔ　７７”　ル値
ノ（８／１６　）Ｓ、　（４／１６）Ｓ。

（２／１６）Ｓおよび（１／１６）Ｓが得られる。次い
で、（７／１６）倍の値は、２つの連続した加算におい
て、（４／１６）Ｓ＋（２／１６）Ｓ＋（１／１６）Ｓ
に対して得られる値を加算することによって得られる。

このようにして、ディジタル形式の如何なる数も、連続
する４回のシフトと連続する３回までの加算によって、
因数（ｎ／１６）が掛けられる。この方法は、乗数（ｎ
／２ｒ）として−膜化することができ、整数ｒはどのよ
うな値であってもよい。

先の方法によって直線近似を行なうと、補間のプロセス
においてエラーが生じる。第４図におけるエラーは、曲
線波形ｆ（ｔ）の時間ｎにおける値と、”ｎ＋１とｆｎ
間の直＠　４１０上のサンプル点ｇ貨との差に等しい。

このエラーは、補間結果が入力波形と同じレベル数で量
子化される場合には特に小さいものとなる。このエラー
は、入力波形の最大のくぼみ点で最大となる傾向があり
、くぼみの内側方向に生じる。このようなエラーは、画
像の一様（一定レベル）な領域もしくは直線的に変化す
る領域には生じず、勾配の変化する付近（下方向のくぼ
みあるいは上方向のくぼみ）に生じる。従って、補間に
よるエラーは、鮮明度の高い領域もしくは高速に変化す
るエツジでのみ生じる。このエラーの実質的な影響は、
くぼみを減少させ、画像のエツジをやわらげることであ
る。

もとのサンプル値ｆｎが得られるアナログ近似ｆ（ｔ）
のくぼみから生じる補間エラーは、２個ではなくて３個
もしくは４個のサンプルを用いる場合の如く、より多く
の囲りの点から得られる情報を用いると大幅に減少させ
られる。これは、サンプル点ｆｎ−１とｆｎおよびサン
プル点ｆｎ＋ｌとｆｎ＋２との間にそれぞれ形成される
直線近似の延長線４１２と４１４を用いることによって
行なわれる。Ｆ２のクロック周波数で新しいサンプルｇ
Ｋの生じる時間ｎは、サンプルのブロックの始まりにお
いて、サンプルｆｎの時間に極めて近く、あるいはサン
プルのブロックの終り近くではサンプルｆｎ＋□の時間
に極めて近イので、時間ｎにおける新しいサンプルの実
際の値ｇｒｌを決定する場合、近似ｇ′ｎもしくはｇ告
に与えラレるヘキ重みが、サンプルｇｎの時間がサンプ
ルｆｎもしくはｆｎ＋□のいずれに近いかに依存するこ
とは明らかであろう。第３図および第４図から、サンプ
ルの１ブロツク内の各々の新しいサンプル値ｇｎは、存
在するサンプル身、と一対一の対応関係があり、従って
新しいサンプルｇｎの番号付けは、第４図に示されるよ
うに、古いすなわち人力サンプルｆｎの番号付けと対応
する。

ｇｌ！ｌの値は、入力サンプルｆｎの既知の値に、サン
プルｆｎとｆｎ−１間の差の増加分を加えたものである
。

というのは、増加分は、ｎ−１とｎとの間あるいはｎと
ｎ＋１との間で同じだからである。従って、ｇ３−ｆｎ
＋　Ｈ（ｆ、−ｆ、−□）　　　　　　（２１同様にし
て、延長線４１４上のｇ打の値は、既知のｆｎ＋、の値
に、ｆｎ＋ｌとｆｎ＋２のサンプル値の差と、ｌからｇ
告を決めるために使われた増加分を引いたものとを掛け
た値を加算することによって得られる。

それ故、 ｇｇ−ｆｎ＋１　＋　１τ−（ｆｎ＋ｌ　　　’ｎ＋２
　）　　　　　（３’新しいサンプル句が、ｆｎの時間
に近いと、ｇ青の値は、近似のために、敗る重みで％の
値に加算され、頷がｆｎ−４−１の時間に近いと、ｇ音
の値がある重みでｇ６の値に加算される。

ｇｎがｆｎＯ方により近い場合（ｎ＝ｏ　、ｌ　＋・・
・７）、新しいサンプＶ値の良好な近似は、次式で与え
られる。

ｇｎ＝ゴ「ｇ１！ｌ＋π−鮪　　　　　　（４）また、
頷がｆｎ−１−１の方により近い場合（ｎ＝ｃ＋。

１０、１１．・・・１５）、新しいサンプル値の良好な
近似は、次式で与えられる。

旬＝−、ｇ咄−Ｔ−輪　　　　　　（５）ｎ＝ａにつｂ
ては、（４）式と（５）式から得られる句の値を次式に
よって平均化する。

ｇ８＝Ｔ（了ｇ６＋丁ｇπ＋ｇＱ　）　　　　　　１６
１（４）式、（５）式および（６）式は、いずれも積の
和で表わされ、積は１６ｇの式である。従って、関数ｆ
（ｔ）の２乗近似あるいは放物線近似は、直線補間の場
合と同様に、連続して２で割る演算と加算演算とによっ
て得られる。

ｆｎの点でｆ（ｔ）に接する直線の下側にくぼみがある
ので、ｎとｎ＋１の間の中間近くにおいて、ｇ６とｇモ
との間で補間されるｇｎの値は、ｆｎＤ値を発生するた
めに標本化される前のｆ（ｔ）の実際の値よりも少し大
きくなシ易ｂ０従って、以上説明した２乗近似のプロセ
スで生じるエラーは、変化を増強する傾向があり、テレ
ビジョン画像のトランジションすなわちエツジを強調す
るという実体的な影響を与える。

第５図は、以上述べたプロセスに従って２乗近似を行な
う一実施例を示す。第５図において、クロック発生器５
０２によって発生されるクロック周波数ＦよとＦ２との
間には、次式の関係がある。

従って、先に説明したように、各ラインにおけるサンプ
ル時間を、補間ブロックすなわちグループに分割するこ
とができ、かつ両端においてはサンプルが同時に発生す
る。複合アナログ・カラーテレビジョン信号ｆ（ｔ）は
、入力アナログ信号を周期的に標本化し、アナログ・デ
ィジタル変換器５０６が１サンプル当りＭビットで量子
化するのに十分な時間の間、サンプＭを保持＋石すンプ
ラー５０４に供給される。周知のように、Ｍビットは、
並列ラインに同時に生じるかもしくは単一ラインに直列
的に生じる。Ｍビットから成る各サンプＶは、一つのサ
ンプル値ｆを表わす。種４のサンプルｆｎ（例えば、ｆ
ｎ−０，ｆｎ、ｆｎ＋０．ｆｎ＋２）は、連続してＶジ
メタ５０８に貯えられ、種々の近似値、ｇＦ、、　ｇＦ
、。

昭および最後にｇｎを計算するために利用される。

種々の計算とサンプルのブロックとの同期は、分熱回路
５１２によってアナログ入力信号ｆ（ｔ）から分離され
た水平同期信号によって行なわれる。分離された同期信
号には、水平同期信号、ブランキング信号、再構成され
た色副搬送波などが含まれている。同期信号は、ブロッ
ク５２６で示される同期装置に供給される。該同期装置
５２６は、サンプリング・クロックＦ工の周波数を４Ｘ
’ＳＣに固定するために、色副搬送波に関係のある信号
をクロック信号発生器５０２に伝達する。また、同期装
置５２６は、カウンタ５１０をリセットするために、ｒ
段のカウンタ５１０から最高の計数値Ｎを示す信号を受
は取る。また、同期装置５２６は、各水平線の映像情報
を含んでいる部分の始まシまで、カウンタ５１０の作動
を遅延させる。第５図の構成において、サンプリング周
波数は、４　Ｘ　ＳＣに関連したサンプリング周波数か
ら補間によって容易に変換が行なえるように、世界のデ
ィジタル標準方式に関連して先に説明したように選択さ
れる。従って、（７１式のｒの数は既知で、例えば、ｒ
＝４のような値であって、１６個の新しいサンプルｇｎ
カら成るブロックおよび１７個の古いサンプルｆｎから
成るブロック間で〈シ返して補間が行なわれる。カウン
タ１５０は、同期装置５２６からブロックの開始信号を
受は取るように結合され、Ｆ工のクロック・パルスヲく
す返し計数し、ｎの値を表わす並列のディジタル信号を
ライン５１４上に発生する。この例の場合、ｎの値は％
０から１５まで変わる。また、カウンタ５１０は、先に
説明したように、ｎの値が最大の計数値Ｎに等しくなる
度に、同期装置５２６によって零にリセットされる。導
線５１４上のｎの値は、導線５１４の信号によってアド
レスされるルックアップ・テープＡ／　５１６に供給さ
れる。メモリの各ロケーションには、特定の値のｎにつ
いて計算する場合、稲に近いサンプルのうちのどのサン
プルを使用中べきかについての情報が貯えられている。

この情報は、計算装置５１Ｂに結合されている。計算装
置５１８においては、テーブル５１６に貯えられた命令
に基づいて、ｎの値についてのｇ飴ｇ♂お工びｇ百が、
（１１式、（２）式および（３）式に従って計算される
。これらの計算は、先に説明したように、種々のｆｎＯ
値を２で連続して割シ、種々の割り算の結果を貯えられ
た命令に従って加算することによって行なわれる。丸め
によるエラーは、（Ｍ＋ｒ）ビットを有するシフト・レ
ジスタにおいて、２で割る割算はシフトによって行ない
、また加算を行なうことによって最小にすることができ
る。計算装置５１８で計算されたｇ各・ｇ舌およびｇＨ
の値は、順々に記憶レジスタ５２０に供給され、もう一
つの計算装置５２２によって利用される。計算装置５２
２において、希の値は、特定の値のｎについて、（４）
式、（５）式および（６）式を計算する場合、レジスタ
５１６からの命令に従って計算される。頷の計算が終る
と、最下位ビットは、Ｍビット出力に戻すために取り去
られ、バッファ５２４に入れられる。補間された信号は
、周波数Ｆ２でバッファ５２４から読み出され、変換さ
れた信号を形成する。

世界の標準方式である成分方式に依ると、先に説明した
ＲＧＢ以外のＹＩＱ、　、すなわち、Ｙ、（Ｂ−Ｙ）。

（Ｒ−Ｙ）あるいは他の成分が使用されることは当　。

業者には明らかであろう。また、カウンタ１５０によっ
て定められる帰線期間も、同期に対して所望の期間と位
置に調整されることは明らかだろう。

以上説明しだ補間のための構成は、サンプリング周波数
比がＦ工／Ｆ２−Ｍ／２ｒなる関係がある信号間の補間
を行なって変換する場合のものであり、ここでＭ＝（２
ｒ±１）であって、Ｆ２のサンプＭ・ステップは、第３
図に示されるように、サンプルの１ブロツクの範囲に亘
って、連続する、Ｆｌのサンプルの間の時間間隔にお囚
で次第に増加する。以上の特定例において、周波数の比
Ｆ工／Ｆ２は、４ＸＳＣ／１３．５ＭＨ２の比によって
決まり、実際には、（３５／３３）の比に等しく、（７
）式において、ｒ＝４の値の場合に対応するように、（
１７／１６）なる比に近似される。こうすることによっ
て、補間が連続する、シフト動作と加算とによって、都
合よく行なわれる。

シフト動作と加算によって補間が行なわれるという利点
は、分子が、ｌに等し込整数だけ分母と異なる場合に限
らず、Ｍと２ｒが共通の因数を持っていない限シ、Ｍと
ｒは、如何なる正の整数であってもよい。走査線数６２
５木／フレーム、　５０Ｈｚのフレーム周波数のＦＡＴ
、信号と１３．５ＭＥ（Ｚの提案された世界の標準方式
の信号間の変換は、この追加の補間方法によって行なわ
れ、補間エラーは減少されるだろう。

第４図に示されるように、時間ｎとｎ−１−１の間の期
間の左半分における新しいサンプルｇｎに対する補間値
は、次のようにして決められる。まず最初に、入力サン
プルｆｎとｆｎ十□が、時間ｎとｎ−１−１でそれぞれ
生じる。第２番目に、振幅の差が決められる。すなわち
、ｆｎ−□とｆｎの間の振幅差およびｆｎとｆｎ＋、の
間の振幅差が決められる。第３番目に、振幅の差は、サ
ンプルのブロック内において注目しているサンプルの時
間的相対位置に従って重み付けされる。第４番目に、重
み付けされた各々の差は、ｆｎとｆｎ＋、の間で線型的
に補間された一つのサンプルと、ｆｎ−１とｆｎとの間
の領域から線型的に補性されたもう一つのサンプルを作
成するために、ｆｎＯ値に加算される。次に、線型的に
補間され、また補外されたサンプルは、ｆｎからの距離
に従って重み付けされ、補間値を発生するために加算さ
れる。ｎからｎ−１−１までの区間の右側の半分におい
ては、対応する方法が、ｆｎｌｆｎ＋□およびｆｎ＋２
の各点に適用される。このようにして、第４図に関連し
て説明した補間方法によると、補間された各サンプル値
を決めるだめに、入力信号の３つのサンプルが使用され
る。また、先に述べたように、正の整数Ｍとｒについて
、改善された補間を行なうために、４つの入力サンプル
点を同時に使用することも可能である。

正の整数Ｍおよびｒを使用する一般化した変換方法は、
例えば、６２５１５０のＰＡＬ方式の信号から先に述べ
た世界標準方式に依る１３　、５　ＭＨｚでサンプルさ
れた信号に変換する場合に使用されるだろう。

この変換の場合、ＰＡＬ信号は、副搬送波の４倍の周波
数でサンプルされ、各完全な水平ラインについて１１３
５．００６４個のサンプルが発生される。これらのサン
プルは、フィールド当りちょうど１１３５個のサンプル
に調整すなわち減少させることができ、その結果生じる
エラーは、画像の形状において０、１６　％のスキュー
に過ぎない。

ＰＡＬライン当１）　１１３５個のサンプル数と世界標
準のライン当＃）８６４　個のサンプル数の比は、１１
３５／８６４であり、１．３１３６５７４である。この
数値は、２１／１６の商１．３１２５に極めて近い。従
って、世界の標準である１３　、５　ＭＩ（ｚにおいて
、７０４個のサンプルから成る映像情報を含んでいる部
分は、映像画面上ちょうど４４個のブロックから成るサ
ンプルの各ブロックにおいて、副搬送波の４倍の周波数
でサンフルサレタ２１個の入力サンプルヲ１３．５　Ｍ
Ｈｚ　’ｔ’　をンプルされた１６個の出力サンプルに
変換することによって、副搬送波の４倍のＰＡＬ信号か
らのサンプルで満たすことができる。このような変換に
よる近似の結果、（１２／１６　）　（８６４／１１３
５　）；＝　０．９９９１１８６の形状精度が得られ、
これは、０．１％以下の形状ひずみを表わす。一般に、
１％以下の垂直もしくは水平のひずみを生じるような画
像の操作は、カメラやキネスコープが調整される許容限
界に近いので、許容できるものと考えら′れる。変換に
伴う近似によるひずみは、この限界値よりもずっと小さ
く、許容できるものである。

以上述べたように、ＮＴＳＣ方式から世界標準方式に変
換されるサンプルの各変換ブロック内において、各々の
新しいサンプルｇｎの位置は、規則正しく増加しながら
、入力サンプル間の時間間隔を横切る。各ブロックの始
まりでは、ｇｎは、ｆｎと同時に発生し、時間の経過と
共に連続するサンプルｆｎとｆｎ−１の間を離れる□よ
うに移動し、サンプルから成る変換ブロックの終りでは
、頷は、ｆｎ＋、と同時に発生する。この規則正しい漸
進は、（７１式の分子の＋１によって得られる。この分
子をＭと称する。

ＰＡＬ信号の場合、このＭは、１以上分母と異なる。

特に、ＰＡＬ方式から世界標準方式に変換する場合、商
は、次式のようになる。

この場合、分子Ｍは、２１に等しく、分母の値１６とは
５だけ違う。この差の物理的な意味は、変換される各ブ
ロック内において、入力信号の２１のサンプルが発生す
る期間内に、変換された１６の新しいサンプルが発生さ
れるということである。このことは、第６図に示されて
いる。第３図の場合と同様に、ラインｂの長さは、１つ
の補間ブロックの期間を表わし、サンプル時間を表わす
１６個の位置に分割されている。ドツトは、入力信号の
サンプリング時間を表わす。差（Ｍ−２ｒ）には、第一
の意味に付随して第２の物理的な意味がある。この第２
の意味は、第６図において、新しいサンプル（第６図の
ラインｂ上の各点）は、入力サン１９１０間において先
の位置から、サンプル間の間隔の（Ｍ−２ｒ）／１６す
なわち５／１６の時間位置に存在することに注目しなが
ら説明される。例えば、サンプル点０は、同時に生じ、
山の新しいサンプル点ｌは、（（支）の入力サンプル点
１と２の間の時間間隔の５／１６の時点に生じる。新し
いサンプル点２は、−のサンプル点２と３の間の時間間
隔の、（５／１６）＋（５／１６　）＝　１０／１６の
ところに生じる。同様に、新しいサンプル点３は、入力
サンプル点３と４の間の時間間隔の１５／１６のところ
に生じ、新しいサンプル点４は、入力サンプル点５と６
の間の時間間隔の、（１５／１６＋５／１６）　１＝（
２０／１６）　（１６／／１６）＝４／１６の時点に生
じる。新しい出力サンプル５は、入力サンプ１ｖ６と７
の間の時間間隔の、　（４／１６）＋（５／１６）＝　
９７１６の時点に生じ、新しいサンプｖ６は、入力サン
プｖ７と８との間の時間間隔の、（９／１６）＋（５／
１６　）　＝　１４　／１６の時点に生じる。第７図は
、第６図に生じるすべての時間位置を示すものである。

入力サンプルの４−５　ｉ　８−９　ｉ　１２−１３　
；および１６゜１７の間の時間内には、新しいサンプＶ
が存在しない。第１５図は、ｒ＝４．Ｍ＝２５の場合に
おける変換と等価な情報を示すものである。

第４図に関連して説明しだ補間方法によってｇｎ（推定
される新しい値）の近似値を作成する場合、連続する入
力サンプ／Ｌ／ｆｎ間の最初の半分においては、第１の
関数によって重み付けされたｇＲを使用し、後の半分に
おいては、第２の重み付は関数を使用した。この補間方
法は、ある状況では許容できるものであるが、さらに良
好な近似（エラーの少ない）は、各サンプル間のすべて
に亘って、重み付けされた推定値ｇｈ、　ｇ／、および
ｇの平均を劣ることによって得られる。この平均は、次
式で与えられる。

ココテ、ｎ’＝　（（Ｍ−２ｒ）Ｘｎｌ　（−Ｔ：ジュ
ｏ２ｒ）　　　　（１０）ｎ′の物理的な意味は、第６
図において、ａの入力サンプルに対するｂの新しいサン
プルの相対位置に関係している。

ｎ’＝（２ｘ−１６）ｎモジ−１０１６＝５ｎモジユロ
１６（ｌｌ）これは、先に述べたように、各々の新しｈ
サンプルｎについて、ｎ′の値は５／１６だけ増加する
ことを意味する。

第８図に示されるように、（１２）式の句に対する近似
は、点ｆｎ”ｎ＋１を通過する放物線を表わす。

図示されるように、放物線は、４つの点ｆｎ　ｚ　＋　
ｆｎ。

ｆｎ＋ｌ・ｆｎ＋２を通過する三次曲線よりも高いピー
ク値を有する。

第９図には、他の補間方法が示されている。第１の放物
線９００は、ｆｎ、、　ｆｎ、およびｆｎ＋□の各点を
通過し、第２の放物線９０２は、ｆｎ”ｎ＋１およびｆ
ｎ＋２の各点を通過する。

これらは、次式によって決められる。

サンプルｆｎの時点ｎとサンプ／Ｌ／ｆｎ−１−１の時
点ｎ＋１との間で新しいサンプＡ／ｇｎを補間する場合
、先に説明したように、ｎとｎ＋１との間の第１の半分
では、式（１２）を使用し、第２の半分では、式（１３
）を使用し、中間点で両者の平均を使用することができ
るだろう。一方、すべて（の期間にわたっての平均は、
次式で与えられる。

連続するサンプル時間で補間される新しｂサンプルｇｎ
Ｏ値の更にもう一つの近似は、サンプル間の始まシ近く
で（１２）式に重み付けし、サンプル間の終り近くで（
１３）式に重み付けすることによって得られ、次式で与
えられる。

第１０図は、（９）式および（１４）式によって示され
る補間近似によって決められる新しいサンプル４間の差
を示す。実線の曲線１００９は、（９１式に従って放物
線の形状をしておシ、点線の曲線１０１４は、（１４）
式に従った放物線の形状をしている。曲線１００９は、
ｆｎ−１およびｆｎ＋２の両点よシも下がっておシ、相
対的に銃く曲がっている。一方、曲線１０１４は、曲線
１００９よりもなだらかに曲がっている。補間によって
変化の増強が行なわれ、それによって、やわらかさの減
少したすなわちよシはつきりした画像が得られるｅ　　
（１４）式を使って作成された新しいサンプルと比較し
て、（９）式を使って補間すると、鋭いくぼみの領域に
おいて鋭さを増強するような新しイサンプルが得られる
。

ｉ４１−１６１式および（９）　−（１４）式は、ｆお
よびｆｎ＋、の各点を通過する共通の特徴を有する２乗
（もしくはさらに高次）補間を表わし、４つのサンプル
点ｆｒｌ−１・ｆｎ・ｆｎ−４−１およびｆｎ＋２′）
積の和を表わし・この場合、掛算器は、ｐ／２ｒの形式
をとる。ここで、ｐは、０から２　の範囲の整数である
。それ故、本発明の実施例によると、シフト動作と加算
を連続して行なうことによってこれらのアＶゴリズムを
実行することができ、容易に高速で実行することができ
る。

第１１図に示される回路構成は、以上説明した一般形式
の変換を実行するために使用される。第１１図において
、第５図の構成要素に対応する構成要素には同一の参照
符号が付されている。周波数Ｆ２のクロック・パルスは
、最終計数値（２ｒ−１）に達した時（ＰＡＬ方式の例
では、１５でリセット）、タイミング制御回路１１０４
によって零にリセットされるｒ段のｎカウンタ５１０で
累計される。ｒ段のカウンタ５１０からの各位ｎについ
て、読出し専用メモリから成る命令レジスタ５１６は、
記憶レジスタ５０Ｂに貯えられたｆｎＯ値から％、　ｇ
ｇおよびｇπの値を計算するための適当な命令を選択す
る。

第１２図は、４ｘｓｃ’（およそ１７．７．１ｖｌＨｚ
　）でサンプルされたＰＡＬ　Ｍ号を１３・５　ＭＥ（
ｚに変換するために適用される一般化された変換装置の
一実施例を更に詳細に示すブロック図である。アナログ
のＰＡＬ複合信号ｆ（ｔ）は、入力端子１２１０から、
ブロック１２１２で示され゛る、プレフィルタ、１７．
’７ＭＨｚのサンプラーおよびディジタル・アナログ変
換器に供給される。ブロック１２１２　Ｋおけるサンプ
リングは、クロックＦよによって制御される。ブロック
１２ｉ２の出力は、ライン上の複数個の並列信号チャネ
ルであり（この場合８）、その中の１つは、最下位ピッ
ト（ＬＳＢ　）を表わし、その中の他の１つは、最上位
ピット（ＭＳＢ　）を表わす。ライン上のこれらの信号
は、ブロック１２１４内の複数個のシフト・レジスタに
並列すなわち同時に供給される。ブロック１２１４内に
は、最上位ピットと最下位ピット用の７７）・レジスタ
のみが示されている。シフト・レジスタ１２１４のクロ
ックは、ブロック１２１６で示されるタイミング制御回
路によって発生されるタイミング信号によって制御され
る。タイミング回路１２１６は、クロック・パＶスＦ工
と共に入力ＰＡＬ信号に関連する同期情報を受は取る。

従って、入力信号の処理は、アクティブ・ビデオと共に
始まる変換ブロックＩ／ｃ同期して生じる。シフト・レ
ジスタの最も新しい信号は、ｆｎ＋２に対応し、最も古
い信号はｆｎ−１に対応し、その中間位置には、ｆｎと
ｆｎ＋１とがある。これらの８ビット信号は、シフト・
レジスタ１２１４か゛ら結合され、一対にして差回路１
２１８゜１２２０、　および１２２２の入力に供給され
る。このようにして、ｆｎとｆｎ−１は、１２ｉ８に供
給され、ｆｎ＋、とｆｎは、１２２０に供給され、ｆｎ
＋ｌとｆｎ＋２は、１２２２に供給される。また、これ
らの差回路は、その動作をサンプルと同期させるために
、タイミング制御回路１２１６からのタイミング人力（
Ｔ）を受は取る。差回路１２１８と１２２０の出力は、
掛算器１２２４と１２２６にそれぞれ供給される。これ
らの掛算器は、読出し専用メモリから成るルックアップ
・テープＡ／１２２８から供給され、連続的に変わる変
数ｎ′の値に依存して、連続する、２で割る割算と加算
を行なうことによってｎ’／１６を掛ける。先に述べた
ように、ｎ′は、―接する入力サンプルの時間に関連し
て発生される新しいサンプルの時間位置を表わす。ＰＡ
Ｌ信号から１３．５ＭＩ（Ｚに変換する場合、周波数の
比は既知であり、それ故、第７図のテーブルの例に示さ
れるように、サンプＭ番号に対するｎ′の一対一の対応
関係が分る。読出し専用メモリ１２２８は、カウンタ１
２３０によってブロック数ｎに計数される新しいサンプ
ル・クロック周波数Ｆ２に関連した情報によってアドレ
スされる。このようにアドレスされるメモリの各ロケー
７ョンには、特定の変換についてアドレス数ｎに対応す
るｎ′の値に関連した情報が予め入力されている。この
ようにして、変換されるブロック内で発生される新しい
各サンプルについて、掛算器１２２４と１２２６は、２
で割られた差信号から成る加算を示す適当な値ｎ′を読
出し専用メモリ１２２８から受は取る。

掛算器１２２６からの出力信号は、加算器１２３２に供
給され、（１１式に従って線型的に補間されるサンプル
茹を発生するために、ｆｎＯ値に加算される。同様に、
掛算器１２２４からの出力信号は、クロック制御される
加算回路１２３４に供給され、（２１式に従って線型的
に補間されるサンプ／Ｌ／ｇ′ｎを発生するために鞘に
加算される。ｎ′の値は、読出し専用メモリ１２２８か
ら、（１６−ｎ’）の差回路１２３５に供給され、差信
号は、掛算器１２３８０入力に供給される。差回路１２
２２によって発生される差信号（ｆｎ＋ｌ　　’ｎ＋２
　）は、掛算器１２３８の第２人力に供給される。掛算
器１２３８は、（３１式に従ってｇＡを発生するために
、ｆｎ＋、の値に加算されるように加算器１２４０に供
給される積信号を発生するために（１６−ｎ’）の値に
基づいて、２で割る割算と加算をくり返すことによって
積を発生する。

％の値は、さらに掛算器１２４２を介して加算回路１２
４４に供給される。掛算器１２４２によって、一定値１
１／１６が掛けられる。１１／１６は、ｎ／１６の形式
であるから、２で割る回路と加算器によって実行さｈる
。ｇ％とｇＡの値は、隣接する入力サンプルに対する新
しいサンプＭｇｎの相対位置に従って、掛算器１２４６
と１２４６とによりそれぞれ重み付けされる。

掛算器１２４８は、ｎ／１６を掛けるものであり、この
ために連続的に変わる変数ｎ′を読出し専用メモリ１２
２８から受は取る。掛算器１２４６は、（１６−ｎ）／
１６を掛けるものであり、差回路１２３６から差信号（
ｘ６−ｎ）を変数として受は取る。これらの掛算器の両
方とも、先に説明したシフトおよび加算形式のもので高
速である。重み付けされたｇＡと媚の信号は、加算回路
１２５０で加算される。加算回路１２５０の出力信号は
、小さい割合のｇＡと大きし割合のｇ打との合計であり
、ここでｎ′は小さい。すなわち、新しいサンプル希が
サンプｌしｆｎに近い場合である。一方、新しいサンプ
ル希がｆｎ＋１に近い場合、すなわちｎ′が１６に近い
と、加算回路１２５０によって発生される信号は、６着
の割合が太き（、ｇ者の割合が小さい。

この重み付けによってｆ（ｔ）の推定値が発生され、ア
ナログ入力信号は、くぼみの領域で増強される。

ピークをやわらげるために、加算器１２５０の出力信号
には、掛算器１２５２によって固定因数１５７１６が掛
けられ、それによって線型の推定値％に比べてピーク値
の大きい推定値に対する重みが減じられる。

１１／１６だけ重み付けされたｇ′ｎと５／１６だけ重
み付けされたｇ香とｇ芒信号は、加算回路１２４４で加
算され、その出力は、新しい推定値頷を発生するために
、丸められる。

掛算器１２４２と１２５２による信号の重み付けの値は
、所望の増強度合を達成するために任意に変えられるこ
とは明らかであろう。増強効果は、新しいサンプルが形
成される次式に具体化される。

ここで、Ｋは、鮮明度定数であって、零から最高２ｒま
での正の値である。Ｋ＝Ｏの場合、（１６）式の第２項
は、零となシ、補間値希は、（１１式による線型の補間
％にすぎない。（１６）式の右辺の括弧内の部分は、ｆ
ｎとｆｎ＋１の値に合致する放物線を表わすが、入力信
号ｆ（ｔ）から期待されるものよりずっと鋭い曲率であ
る。Ｋが零から２ｒまで変わるので、（１６）式は、ｆ
ｎとｆｎ＋、の値を通過し、直線％と（１６）式の括弧
内の非常に鋭い放物線との間に存在する全ての放物線を
表わす。例えば、Ｋ＝ａの場合、（９１式が得られ、Ｋ
二４の場合（１４）式が得られる。

第１２図において、Ｋの値は、固定数の掛算器１２４２
１６−に と１２５２に含まれている。掛算器１２４！は、　、６
　を掛けるものであり、掛算器１２５２はに／１６を掛
けるものである。この場合、Ｋ＝５であり、変換装置は
、一般的には（１６）式に従って動作する。

掛算器１２２４．１２４６．１２３８．１２４６および
１２４８は、変数を２ｒで割った商を掛ける。この場合
、ｒ−４で２ｒ＝１６である。掛算器１２４２と１２５
２は、同じ形式のものであるが、分子が固定値である。

第１３図は、入力信号Ｘを２ｒ形式の数で割シ、その結
果に、ｐなる変数を掛けるだめのディジタル回路装置の
ブロック図である。第１３図において、変数である乗数
ｐは、入力端子１３１０に供給され、被乗数Ｘは、入力
端子１３２０に供給される。被乗数Ｘは、レジスタ１３
２２に直列もしくは並列形式で供給され、レジスタ１３
２２には、図示のように、１２９の値を表わす８ピツト
のディジタル語１００００００１が入れられる。

レジスタ１３２２の最上位ビットは、１２８の値を表わ
す。２で割る割算は、レジスタ１３２２の内容を９ビツ
トの第２のレジスタ１３２４の最後の８段に入れること
によって行なわれる。レジスタ１３２４の最上位ビット
も１２８の値を表わし、零の値が予め入れられる。従っ
て、レジスタ１３２２からレジスタ１３２４に、１００
００００１を転送することは、２で割ることを意味する
。９ビツトのレジスタ１３２４に貯えられた値は、１０
ピツトのレジスタ１３２６の最後の９段に転送される。

レジスタ１３２６の最上位ビットには、零が予め入れで
ある。従って、データを、レジスタ１３２４から１３２
６に転送することは、もう一度２で割ることを意味する
。更に、データは、１１ピツトのレジスタ１３２８と１
２ビツトのレジスタ１３３０に次々に転送され、転送毎
に２で割られる。転送が終了すると、レジスタ１３２４
．１３２６．１３２８オよび１３３ｏには、Ｘ７’２　
。

Ｘ／４．　Ｘ／ａ、およびＸ／１６がそれぞれ入ってい
る。

コレラノ要素ハ、（８／１６　）Ｘ　ｌ　（４／１６　
）Ｘ　、　（２／１６）Ｘおよび（１７１６）Ｘをそれ
ぞれ表わすことに注目すると、Ｘの値のｌ／１６から１
５／　ｌ　６までの値は、レジスタに貯えられている割
算された値の各組み合わせの合計によって得られる。図
示された例においては、ｐは、７の値（ディジタルのｏ
ｘｉｌ）であり、それ故、レジスタ１３２６．１３２８
および１３３０の内容は、（７／１６）Ｘを発生するた
めに合計される。

ｐの値は、レジスタ１３３２に読み込まれる。レジスタ
１３３２の各段の内容は、ゲート１３３４から１３４０
で示されるように、レジスタ１３２４かう１３３０　’
ｊでゲート動作を制御するために使用される。レジスタ
１３３２の段の１の値によって、レジスタ１３２４かう
１３３０の対応する１は、更に加算回路に送られる。レ
ジスタ１３２４と１３２６　Ｖｉ、加算回路１３４２の
入力に結合され、レジスタ１３２８と１３３０は、加算
回路１３４４の入力１（結合される。加算回路１３４２
と１３４４の出力は、他の加算回路１３４６の入力に結
合され、そこで最後の出力信号（ｐ／１６　）　Ｘ　カ
発生すレる。加算器１３４２．１３４４および１３４６
の近くのブロックは、それらにおけるディジタル値を示
す。

以上述べた実施例は、シフトと加算による掛算の有利な
点を利用するものであるが、第１４図に示される、更に
一般化した形式の補間装置が可能である。入力および出
力信号のサンプリング周波数は、変換ブロックの整数が
、各々のアクティブ・ラインの間に生じ、各変換ブロッ
クの始まシと終りに入力サンプＶと出力サンプルが生じ
るように選択される。このような補間装置は、標準の掛
算器が使用されるにしても従来技術に比較して有利であ
る。というのは、これらの掛算器のほとんどは、決まっ
た周波数で実行する必要がないからである。例えば、４
つの掛算器を有する第１４図の補間装置は、１５個の掛
算器を有する従来の装置に対応する。

第１４図において、入力信号は、入力端子１４１０から
遅延要素１４１２と同期すなわちタイミング回路１４２
４０入力に供給される。遅延要素１４１２は、入力信号
を一定量遅延させ、希−□なる入力信号に対して遅延さ
れた信号ｆｎを発生する。遅延された信号ｆｎは、更に
遅延された信号ｆｎ−１−１とｆｎ＋２を発生するため
に、他の遅延要素１４１４と１４１６に供給される。

ｆｎ−ＩＩ　ｆｎ’　”ｎ＋１および都＋２なる信号は
、同期すなわちタイミング回路１４２４によって発生さ
れる変数ｎの既知の関数（テーブル・ルックアップ読出
し専用メモ！Ｊ　１４２０から得られる）を信号に掛け
るために、標準の８×８の掛算器に供給される。掛算さ
れた信号は、出力端子１４２２に補間された所望の出力
信号を発生するために、加算器１４３２で加算される。

所望の一般的な変換のだめに、隣り合う入力サンプルｆ
ｎの時間間隔における新しいサンプルｇｎの時間位置の
既知パターンに従ってｎの値からｎ′の値を発生するた
めに、第１２図の読出し専用メモリ１２２８のような読
出し専用テーブル・ルックアップを使用する代りに、次
式に従ってｎからｎ′を計算する論理回路を使用するこ
ともできる。

ｎ’　＝　（Ｍ−２”）Ｘｎ　（−Ｅ：ジュロ２ｒ）第
１６図において、入力クロック信号すなわち新しいクロ
ック周波数Ｆ２は、第１２図のｎカウンタ１２３０に対
応するｒ段のｎカウンタ１２３ｏに供給される。また、
Ｆ２なるクロック信号は、ブロック１６１６で示される
タイミング制御回路にも供給される。

タイミング制御回路１６１６は、カウンタ１２３０によ
ってＦ２のクロック・パルスで２の計数を終了した時、
カウンタ１２３０とｎ′カウンタ１６１８にリセット・
パルスを発生する。カウンタ１２３０と１６１８は、こ
のリセット・パルスによってサンプルの各ブロックの始
まりでリセットされる。カウンタ１２３０は各補間ブロ
ック内の出力サンプル数であるｎの値を決定するために
Ｆ２のクロック・パルスを計数する。図示ノ如く、レジ
スタ１２３０に貯えられた計数値は、１３（１１０１）
である。タイミング制御回路１６１６は、各Ｆ２のクロ
ック・パルス毎に、クロックで制御される加算器１６２
０を駆動する。加算器１６２０は、レジスタ１６１８に
貯えられているｎ′の値（すでに説明したように、前の
ｎ′の値は、１３すなわち２進で１１０１であった）に
、固定値（Ｍ−２ｒ）、図示された例の場合、５　（０
１０１）が加算される。この両者の合計は、左側の段が
上位である（ｒ＋１　）段のレジスタ１６２２に貯えら
れる。ｎ′の値は、５と前値１３との合計で、レジスタ
１６２２に貯えられているように、１８すなわち２進・
で１００１０である。レジスタ１６２２の下位ｒ段は、
ｎ′の値を更新するために、レジスタ１６１８の対応す
る段に結合される。しかしながら、レジスタ１６２２の
下位ビットだけが結合されるから、これらだけが新しい
ｎ′としてレジスタ１６１８に貯えられる。

この構成によって、ｎ′の値は、ｎの各計数値につイテ
、合計力（２ｒｌ　）ノ値ｔ　越ｋ　ル’！　テｓ　（
Ｍ　２ｒ）の単位で変わる。合計が（２ｒ−１）の値を
越える時、レジスタ１６２２の（ｒ−１−１）膜中の最
上位ビットは、論理ｌの状態に切り換えられる。ｒの下
位ビットの転送によって、モジュロ２ｒの方法で５のス
テップだけ進む。

以上説明した実施例は、ディジタル・テレビジョン・シ
ステムの水平走査線におけるサンプル信号間の補間に適
用されるが、同様の補間方法が、異なったライン走査周
波数の信号間における補間のために、連続するラインの
隣り合うサンプル信号に対して垂直方向で適用すること
もでき、また、異なるフレーム周波数の信号間における
補間のために連続するフレーム中のサンプル間の時間間
隔においても適用できることは当業者に明らかだろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一つの特徴に従って構成されるディ
ジタル部分を含んでいるテレビジョン・システムのブロ
ック図である。第２図は、第゛１図を示す。第３図は、
ＮＴＳＣ複合カラー・テレビジョン ン信号を第１図のシステム方式の信号に変換する場合の
、相対的サンプリング時間を理解するのに有用なタイミ
ング図である。第４図は、補間によって変換する場合、
新しいサンプル点における信ブロック図である。第６図
は、ＰＡＬ信号を第１図のシステム方式の信号に変換す
る場合の、相対的サンプリング時間を理解するのに有用
なタイミツ８図・第９図および第１０図は、補間によっ
て変換量装置と同様の、−膜化された補間装置を表わす
フロック図である。第１２図は、ＰＡＬ　−１３、５Ｍ
Ｈｚの変換において、信号の補間を増強するのに適する
−膜化された補間装置の詳細なブロック図である。 第１３図は、入力信号Ｘを２ｒ形式の数で割り、その結
果に連続的に変化する変数ｐを掛けるだめのディジタル
装置のブロック図である。第１４図は、木の変換装置の
他の実施例のブロック図である。 １０・・・プレフィルタ、　１２・・・アナログ・ディ
ジタル（ＡＤ）変換器、１４　・・−１３，５ＭＥ（Ｚ
　＋１り　りＯツク発生器、１６・・・ゲート、１８・
・・フリップ・フロップ、２０・・・ディジタル信号処
理装置、２２・・・ディジタル・アナログ（ＤＡ）変換
器、２４・・・等化フィルタ、１５０・・・カウンタ、
５０２・・・クロック発生器、５０４・・・サンプラー
、５ｏ６・・・アナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
、５０８・・・記憶レジスタ、５１０・・・ｒ段カウン
タ、５１２・・・分離回路、５１６・・・命令レジスタ
、５１８・・・計算装置、５２０・・・記憶レジスタ、
５２２・・・計算装置％５２４・・・バッファ記憶、　
５２６・・・同期装置、７０４・・・カウンタ、１１０
４・・・タイミング制御回路、１２１２・・・プレフィ
ルタ、　１２１４・・・シフト・レジスタ、　１２１６
・・・タイミング制御回路、　１２２８・・・ルックア
ップ・テーブル、１２３０・・・カウンタ、　１６１６
・・・タイミング制御回路。 特許出“願人　　　アーＪレジーニー　コーポレーショ
ン化　理　人　清　　水　　　　哲　ほか２名ヤ３飼 律４Ｉｌ１０ 才ｌＣ起 手続補正書（自発） 昭和５７年８月３日 特許庁長官　　若　杉　和　夫 １、事件の表示 特願昭５７−　’７９８３５号 ２、発明の名称 信号変換器 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 住　所　　アメリカ合衆国　ニューヨーク州　１００２
０ニユーヨーク　ロックフェラーフラサ３０名　称　　
（７５７）アールシーニー　コーポレーション先代理人 住　所　　郵便番号　６５１ ５、補正の対象 明細書の「特許請求の範囲」および「発明の詳細な説明
」の各欄。 ６、補正の内容 （１）特許請求の範囲を別紙の通り訂正する。 （２）明細書第４頁第４〜８行の「また、各段階・・・
・・かくして、」を次の様に訂正する。 「また、段階制をとるデジタル・テレ、ビジョン標準方
式も要望されている。段階制をとる方式とはサンプルを
フィルタにかけるか取り除くかすることによって、伝送
すべき情報の細部すなわち受信側に対するサービスの程
度を、選択可能な幾つかの段階すなわちレベルに従って
伝送できるような方式である。が＜　しＺｓＵ （３）同上第４頁第１９行の「各段階の」を「上記段階
系中の」と訂正する。 （４）同上第５頁第５行の「各段階の」を「段階系中の
」と訂正する。 （５）同上第５頁第１５行の「各段階の」を「段階系中
の」と訂正する。 添付書類 特許請求の範囲 以　　上 特許請求の範囲 （１）第１の周波数でサンプルされた第１のテレビジョ
ン信号を、第２の信号を形成するために補間されるべき
上記第１の信号のサンプルの値を基にして近似すること
によりサンプルされた第２の信号に変換するだめの信号
変換器であって二上記第１の信号の信号源に結合され第
２の周波数の第２信号サンプリングクロック信号を発生
するクロック信号発生器で、この第２の周波数は、上記
第１と第２の周波数の比が整数間の商に実質的に等しい
ように選ばれておシ、それによって、１ブロツク内にお
いて第１と第２の信号の各第１のサンプルが実質的に同
時に発生しまた各ブロック内において上記第１と第２の
信号の最後の各す内における上記第１と第２の信号のう
ちの一方のサンプル数が他方のサンプル数よりも多くそ
のために上記第２信号のサンプルの発生時間が上記ブロ
ックのうちの１つの期間を通じて隣接する第１信号のサ
ンプル点のサンプルの発生時間の間で動くような、クロ
ック信号発生器と；上記第１の信号を受入れるように結
合されていて上記第１の信号を遅延させて該信号から遅
延した少なくとも第２と第３の遅延信号を形成する遅延
手段と；この遅延手段に結合されていて順次遅延された
信号相互間の振幅差を表わす差信号を生成する差引き手
段と；この差引き手段に結合されていて上記差信号を受
入れかつこの差信号に連続的に変化する乗数を乗じて重
み付けされた差信号を生成する掛算手段と；この掛算手
段と上記クロック信号発生手段とに結合されていて上記
第１の信号の連続するサンプル間の新し、い各サンプル
の時間位置を示す連続的に変化する乗数を発生する連続
的に変化する乗数発生手段と；上記掛算手段に結合され
ていて上記重み付け°された信号を互に加算する加算手
段と；を具備する信号変換器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１第１の周波数でサンプｐされた第１のテレビジョ
   ン信号を、第２の信号を形成するために補間されるべき
   上記第１の信号のサンプルの値を近似することによシサ
   ンプルされた第２の信号に変換するための信号変換器で
   あって： 上記第１ＣＤ信号の信号源に結合され第２の周波数の第
   ２信号サンプリングクロック信号を発生するクロック信
   号発生器で、この第２の周波数は、上記第１と第２の周
   波数の比が整数間の商に実質的に等しいように選ばれて
   おシ、それによって、ｌブロック内において第１と第２
   の信号の各第１のサンプルが実質的に同時に発生しまた
   各ブロック内において上記第１と第２の信号の最後の各
   サンプル点が実質的に同時に発生し、各ブロック内にお
   ける上記第１と第２の信号のうちの一方のサンプル数が
   他方のサンプル数よりも多くそのために上記第２信号の
   サンプルの発生時間が上記ブロック中の１つの期間にわ
   たって隣接第１サンプル点のサンプルの発生時間の間で
   動くような、クロック信号発生器と；上記第１の信号を
   受入れるように結合されていて上記第１の信号を遅延さ
   せて該信号から少なくとも第２と第３の遅延信号を形成
   する遅延手段と；この遅延手段に結合されていて順次遅
   延された信号相互間の振幅差を表わす差信号を生成する
   差引き手段と；この差引き手段に結合されていて上記差
   信号を受入れかつこの差信号に連続的に変化する乗数を
   乗じて重み付けされた差信号を生成する掛算手段と；こ
   の掛算手段と上記クロック信号発生手段とに結合されて
   いて上記第１の信号の連続するサンプル間の新しい各サ
   ンプルの時間位置を示す連続的に変化する乗数を発生す
   る連続的に変化する乗数発生手段と；上記掛算手段に結
   合されて込で上記重み付けされた信号を互に加算する加
   算手段と；を具備する信号変換器。