JPH0334274B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、世界中で広く使用されているテレビ
ジヨンの標準方式と両立性のあるデイジタル・テ
レビジヨン・システムに関するものであつて、特
に、階層的サンプル・ビデオ・システムが得ら
れ、且つサンプル・ビデオ信号変換を容易にする
テレビジヨン信号のサンプリング処理システムに
関する。

発明の背景 両立性のあるデイジタル・テレビジヨンを得る
ために、世界中の標準方式の種々の特性について
検討が行われてきた。60Hz、525本の（NTSC）
方式および50Hz、625本の（PALおよびSECAM）
方式の両方について、水平線の全期間におけるサ
ンプルの数が等しいことあるいは各ラインの映像
情報を含んでいる部分すなわち有効部分のサンプ
ル数が等しくなければならないことが提案されて
きた。また、全世界に広まつた標準方式に関連す
る問題の中には、制限された帯域幅のシステムで
あつて、適当な解像度を有するシステムに対する
適当なサンプリング周波数の問題、および標準方
式は、RGBもしくはYIQのような成分から成る
システムではなくて複合の輝度−クロミナンス・
システムでなければならないというような問題が
ある。

また、階層的なデイジタル・テレビジヨン標準
システムも有れば望ましいものである。階層的シ
ステムとは、サンプルをフイルタにかけるかもし
くは取り除くことにより、伝送すべき情報の細部
すなわち受信側に対するサービスの程度を、選択
可能な幾つかの段階すなわちレベルで伝送できる
ようなシステムである。かくして、デイジタル・
システムにより非常に高速のサンプリング周波数
で信号が発生され、シネマ型式で使用できる解像
度が得られる。このような解像度は、ラスタ当り
垂直方向には2000本で、ラスタ当り水平方向には
2000本程度である。テレビジヨン番組の製作会社
は、編集用に、標準テレビジヨンの解像度よりも
高い解像度のものを使用したいかも知れないが、
2000本のラスタに比例したデータ速度で動作可能
な装置よりも費用の掛からない装置を使用したい
かも知れない。従つて、テレビジヨン番組の製作
会社は、階層的システム中の第２番目のレベルす
なわち1000本の解像度の装置を使用するかも知れ
ない。例えば、もともと2000本の解像度レベルで
行われたテープ記録が製作会社で利用可能である
とすると、各ラインの一つ置きのサンプルをフイ
ルタにかけるか消去すると、1000本レベルの解像
度に低減される。階層的システム中の次のレベル
は、500本の解像度かも知れない。この解像度は、
アナログ・ビデオ信号を各家庭に伝送するため
に、テレビジヨンの放送ステーシヨンで用いられ
る。テレビジヨン番組の製作会社で編集されたテ
ープは、一つ置きのサンプルを取り除くことによ
つて、500本の解像度が可能な装置を用いて、放
送会社により使用されるだろう。また、放送ステ
ーシヨンは、４つのサンプルのうちの３つのサン
プルを取り除くことによつて、2000本の解像度の
テープを使用することができるだろう。階層的シ
ステム中の次の段階は、250本の解像度の電子的
ニユース収集カメラに適用可能であり、次に低い
解像度のレベルは、監視の目的で使用されるだろ
う。

NTSC標準方式を使用している米国および他の
国々においては、一般に、複合形式のテレビジヨ
ン信号を処理するために共通に利用可能な装置が
期待されるだろう。このような装置においては、
色副搬送波の周波数の３倍もしくは４倍（3xSC、
4xSC）のような整数倍のサンプリング周波数を
有することが極めて有利なことである。デイジタ
ル・テレビジヨンの世界の標準方式が作用されて
も、それは色副搬送波の周波数に固定されたサン
プリング周波数に基づくものではないだろう。し
かしながら、上記のような世界的なデイジタル・
テレビジヨンの標準方式が採用された場合、副搬
送波の周波数で固定されてサンプリングされた複
合ビデオ信号をその標準方式の特性を有するよう
に、容易に変換できることが非常に望ましい。こ
の変換は、多分、複合NTSCビデオの最も近いサ
ンプルの値から、世界の標準方式のサンプルの値
を補間することによつて行われるだろう。もちろ
ん、クロツク周波数が同一であれば、サンプルは
同一であつて、補間の必要はないだろう。精密な
補間は、複雑であり、補間される各サンプルにつ
いて掛算と加算が必要である。特に、掛算器は、
演算が遅い傾向があり、また、速いビデオ・デー
タ速度で演算を実行しようとすると、掛算器は高
価なものとなる。サンプリング周波数について、
625／50および525／60の標準方式の間で両立性が
あり、階層的であり、また、副搬送波周波数の倍
数の周波数でサンプリングされた複合NTSCビデ
オから、掛算器を用いないで容易に変換すること
のできる、デイジタル・ビデオ用の世界的規模の
テレビジヨン標準方式が得られることは極めて望
ましいことであろう。

白黒テレビジヨンについては、もともとNTSC
標準方式の水平ライン周波数は、15.750Hzだつ
た。このライン周波数は、カラー方式の採用によ
つて、4.5MHzの音声搬送周波数に関連するよう
に変更された。正確な水平ライン周波数は（１／
286）x4.5MHzであつて、これは国際無線通信諮
問委員会（CCIR）によつて、15.734.264±0.0003
％Hzに標準化された。また、最近、米国の連邦通
信委員会（FCC）は、メガヘルツの色副搬送波
周波数を315／88の商と決定し、水平ライン周波
数は、副搬送波周波数の２／455倍で、およそ
15734.266Hzである。50Hz、625本の標準方式の場
合、水平ライン周波数は、15625Hzである。

正確に13.5MHzの共通のクロツク周波数を使用
すると、50Hz、625本の方式の場合、１水平ライ
ン当り正確に864個のサンプルが得られ、60Hz、
525本の方式の場合、１水平ライン当り正確に858
個のサンプルの得られることが知られている。従
つて、13.5MHzのサンプリング周波数（および
13.5MHzの周波数と2.25MHzの整数倍だけ異なる
別のサンプリング周波数）を使用すると、両方の
方式において、１水平ライン当り整数個のサンプ
ルが得られる。

50Hz、625本の方式の場合、水平ラインの周期
は、64.00μSであり、60Hz、525本の方式の場合、
水平ラインの周期は、およそ63.56μSである。50
Hz、625本の方式に関して国際無線通信諮問委員
会（CCIR）が提案する標準方式によると、およ
そ52μSの映像情報を含んでいる有効ライン期間
と、12μSの水平帰線期間が与えられる。現在の
NTSCカラー標準方式に依る水平帰線期間は、
10.9±0.2μSであるが、提案は、この標準方式を
変更するためになされたものである。従つて、
NTSC方式における水平帰線期間は、明確には決
まつていない。60Hz、525本の方式における、映
像情報を含んでいる有効ライン期間も52μSであ
ると仮定すると、13.5MHzのサンプリング周波数
は各ラインの映像情報を含んでいる部分について
702個のサンプルを発生する。一方、水平帰線期
間の間に生じるサンプルの数は、50Hz、625本の
方式の場合の162個から、60Hz、525本の方式の場
合の156個に変わる。しかしながら、映像情報を
含んでいる有効ライン期間当りのサンプル数が
702個の場合、702という数が２の奇数倍であるか
ら、このサンプル信号は階層的システムに適して
おらず、またこのサンプル信号と625／50および
525／60方式のサンプル信号との間の変換は容易
でない。方式のサンプル信号との間の変換は容易
でない。

発明の概要 本発明によるテレビジヨン信号のサンプリング
処理システムは、13.5MHz±nx2.25MHz（但し、
ｎは０、１、２…の整数）なる周波数でクロツク
信号を発生するクロツク信号発生手段を含んでお
り、また該周波数でテレビジヨン信号をサンプリ
ングする信号サンプリング手段を含んでいる。さ
らに、テレビジヨン信号における各水平ライン期
間の映像情報を含んでいる部分から2^p（但し、ｐ
は２より大きい整数）の整数倍のサンプルを抽出
するサンプル抽出手段を含んでいる。

本発明のサンプリング処理システムによると、
階層的サンプル・ビデオ・システムが得られ、ま
たこのシステムにおけるサンプル・ビデオ信号と
625／50または525／60方式のサンプル・ビデオ信
号との間の変換は容易に行うことができる。

実施例 以下、図面を参照して本発明を詳細に説明す
る。

第１図は、本発明に従つて構成される一実施例
を示す。第１図において、アナログの赤色（Ｒ）、
縁色(G)および青色(B)信号は、水平同期信号(H)と共
に、テレビジヨン・カメラのような信号源（図示
せず）から供給される。水丙同期信号(H)は、カウ
ンタ１５０のエネイブル入力に供給され、一方赤
色（Ｒ）、縁色(G)、青色(B)信号は、別々のライン
を介して擬似信号除去用の適当なプレフイルタ１
０に供給される。該プレフイルタ１０において
は、出力信号に擬似信号が生じないように帯域幅
が制限される。帯域の制限された赤色、縁色およ
び青色信号は、アナログ・デイジタル（AD）変
換器１２に供給される。AD変換器１２におい
て、赤、縁および青信号は、クロツク発生器１４
から変換器１２に供給されるクロツク信号の制御
の下に13.5MHzで標本化され、量子化される。
AD変換器１２は、各信号について複数個の並列
チヤネルあるいは各信号について単一の直列チヤ
ネルの形式でその出力端に赤、縁および青信号を
発生する。図示された実施例においては、各信号
について、８本の並列ラインが用いられている。

AD変換器１２からの信号は、ゲート１６に供
給される。該ゲート１６は、フリツプ・フロツプ
１８によつて駆動され、ブロツク２０で示される
デイジタル信号処理装置にサンプルを通過させた
り、その通過を禁止したりする。デイジタル信号
処理装置２０は、本発明には関係なく、デイジタ
ル・モードで処理するのが望ましい或る種の機能
を有するものである。例えば、デイジタル信号処
理装置の機能としては、テープ記録、テープ編
集、カラー制御もしくはカラーの混ぜ合わせある
いは他の特殊な機能等がある。また、デイジタル
処理装置２０は、単なる伝送チヤネルであつても
よく、デイジタル信号は、伝送チヤネルによつて
遠隔地に送られる。信号の処理が終ると、信号
は、もはやデイジタル形式である必要がないの
で、デイジタル・アナログ（DA）変換器２２に
供給され、該変換器２２によつて準アナログ標本
値が発生される。このようにして発生された準ア
ナログ信号は、適当なアナログ・ビデオ信号を発
生するために、フイルタリングもしくは平滑化用
の等化フイルタ２４に供給される。

本発明の特徴の一つに依ると、ゲート１６は、
映像情報を含んでいる部分を決定するように駆動
され、各ラインの映像情報を含んでいる部分で、
正確に704個のサンプルがデイジタル信号処理装
置２０に送られるように制御される。必要とされ
るタイミング制御は、フリツプ・フロツプ１８、
カウンタ１５０およびカウンタ７０４によつて行
なわれる。各水平線の始まりを決める水平同期信
号２０４は、カウンタ１５０のエネイブル入力に
供給される。カウンタ１５０のもう一つの入力に
は、クロツク発生器１４から13.5MHzのクロツク
信号が供給される。カウンタ１５０は、150個の
クロツク・パルスすなわちサンプル・パルスを計
数し、この時間間隔の終りに出力パルスを発生す
る。この出力パルスは、カウンタ１５０のリセツ
ト入力とカウンタ７０４のエネイブル入力端子に
供給され、またフリツプ・フロツプ１８のＱ出力
が高くなつて、ゲート１６がサンプルを通過させ
始めるように、フリツプ・フロツプ１８のセツト
入力端子にも供給される。カウンタ７０４は、ゲ
ート１６を通過するサンプルと同期して計数し始
め、正確に704個のサンプルが計数されると、カ
ウンタ７０４は、出力信号を発生する。この出力
信号は、カウンタ７０４をリセツトし、またフリ
ツプ・フロツプ１８のＱ出力を零にリセツトして
ゲート１６を非作動にし、サンプルの通過を禁止
させ、このようにして作動期間の終りを決定する
ためにフリツプ・フロツプ１８のリセツト入力に
供給される。

第１図のタイミング構成の動作および525／60
と625／50の方式間の動作の違いは、第２図に更
に詳細に示されている。第２図のａには、クロツ
ク・サンプル２０２が示されている。第２図のｂ
には、15734.266Hzなる公称周波数における水平
同期パルス２０４が示されている。カウンタ１５
０は、第２図のｃに示されるように、水平線の始
まりに対応する時間ｔ０で計数を開始し、時間ｔ
１５０で終了し、時間ｔ１５０において出力パル
スを発生する。この出力パルスによつて、サンプ
ルがゲート１６を通過し始め、カウンタ７０４が
作動し、第２図のｄに示されるように、時間ｔ８
５４まで計数する。第２図のｅは、残りの時間を
示し、時間ｔ８５８で始まる次の水平同期信号ま
での時間を示す。第２図のｅに示される期間で決
められるように、帰線期間の第２の部分は、４サ
ンプルである。第２図のｆは、15625Hzの公称周
波数で発生する水平同期信号を示す。カウンタ１
５０の計数期間は、第２図のｇに示されており、
カウンタ７０４の計数期間は、第２図のｈに示さ
れており、時間ｔ８５４で終了する。しかしなが
ら、帰線期間は更に長くなつており、時間ｔ８５
４から時間ｔ８６４に達する。この時間ｔ８６４
で、次の水平同期信号が再びそのサイクルを開始
する。

以上説明したシステムにおいて、映像情報を含
んでいる部分の期間は、704個のサンプルによつ
て決められるので、期間の残りの部分は、帰線期
間によつて決められる。カウンタ１５０の１５０
の計数値は、システム入力が525／60方式の信号
源からの場合に生ずる帰線期間の全てを実質的に
決定する。このような信号源の場合、１５０のカ
ウンタによつて決められる帰線期間の部分は、帰
線期間の、カウンタ７０４およびフリツプ・フロ
ツプ１８のリセツト時間ｔ８５４の後、次の水平
同期信号パルスの時間ｔ０までの部分よりも大き
い。かくして、帰線期間の第１の部分は、各水平
同期信号パルスの後に生じ、カウンタ１５０によ
つて決められる。帰線期間の第２の部分は、映像
情報を含んでいる部分の後で始まり、次の水平同
期信号パルスまで続く。従つて、各ラインの間に
生ずる帰線消去期間の第２の部分の期間は、信号
源の規格によつて決められる水平線の間隔に依存
して変化する。

７０４という数は、この数が２の整数ベキの整
数倍で表わされ（704＝2⁶X11）、従つて、６つの
階層レベルを与えることができるという点におい
て重要な意味がある。さらに、１ライン当り704
個のサンプルは、625／50方式のシステムにおけ
る帰線消去期間に合致し、またNTSC方式におけ
る帰線消去期間の特定の限界値に極めて近い。

第１図の構成は、本発明に依るデイジタル信号
処理システムを示し、信号源の同期は、625／50
もしくは525／60の標準方式に対応し、入力信号
は、アナログである。しかしながら、多くの場
合、或るデイジタル・システムから、第１図の構
成に関連して説明した標準方式に変換することが
望ましい。例えば、米国および多分他の国々にお
いても、標準のクロツク周波数が、４×SCのよ
うに、副搬送波周波数の複数倍であるデイジタ
ル・ビデオ・システムであることが望ましい。ま
た、以下に述べるように、704という数は、複合
NTSCデイジタル規格と、第１図に関連して述べ
た汎用すなわち世界の規格との間の変換を容易に
するという利点をもたらすものである。

４×SCでサンプルされる複合NTSCテレビジ
ヨン信号の場合、各完全な水平線について910の
サンプルが生じる。しかしながら、754個のサン
プルが映像情報を含んでいる部分の間で生じ、残
りの156個のサンプルは、帰線消去期間に生じる。
本発明のもう一つの特徴に従つて変換を行なうた
めには、各ラインの映像情報を含んでいる部分に
ついて748個のサンプルが必要である。

748という数は、世界のシステムのサンプル数
（704＝16×44）と共通の因子44（748＝17×44）を
有するという理由で選択される。これは、いずれ
のシステムにおいても、各水平線が、44個の変換
ブロツクに分割され、一方のシステムにおいて
は、17個のサンプルが各ブロツクに含まれ、他方
のシステムにおいては、16個のサンプルが各ブロ
ツクに含まれることを意味する。このことを視覚
的に示したものが第３図である。第３図におい
て、横軸は時間を示す。第３図のｂに示される線
の長さは、16単位の長さであり、各数字はサンプ
ル時間を示す。第３図のｂのブロツクに示される
16個のサンプルは、世界のデイジタル標準方式に
おける水平線の映像情報を含んでいる部分で順次
発生する44個の同様なブロツクのうちの一つに対
応するものである。第３図のａに示されるサンプ
ルのブロツクは、第３図のｂに示されるブロツク
とおよそ同じ時間間隔を有する。しかしながら、
第３図のａに示されるサンプルのブロツクは、16
個ではなくて17個のサンプルを有する。それにも
かかわらず、第３図のａに示されるような44個の
ブロツクが、第３図のｂに示されるような44個の
ブロツクが生じるのと同じ時間内に生じることを
理解されたい。相当小さなブロツクに分割できる
ように、サンプルの総数を選択することによつ
て、変換に必要な信号処理の量は、大幅に減少す
る。デイジタル信号が、第３図のａに示される周
波数で標本化されると、第３図のｂに示されるク
ロツク・システムに従う信号を発生するために
は、補間の必要なことが分るだろう。例えば、第
３図のｂにおける７番目のサンプルは、第３図の
ａにおける７番目と８番目のサンプルのおよそ中
間にある。従つて、第３図ｂの７番目のサンプル
の値は、第３図ａのように標本化される入力信号
の７番目と８番目の標本化点における信号の値の
平均によつて近似することができる。同様に、第
３図ｂの２番目のサンプル（番号１のサンプル）
は、第３図ａの２番目のサンプル（番号１のサン
プル）に極めて近く、その値は、第３図ａのサン
プル１の信号値にサンプル１と２値の差の1/16を
加えたものに等しいものであると推定することが
できる。一般的に言うと、線型的に補間されたｎ
番目のサンプル出力の値g_o′は次式によつて与え
られる。

g_o′＝f_o＋ｎ／16（f_o+1−f_o） (1) ここで、ｎは、０から16まで変化し、発生され
る新しいサンプルのサンプル番号である。本発明
に依る変換の特徴は、17/16という係数が、小さ
な整数の比であつて、この比の分母が、２のベキ
であるということである。

第４図の波形ｆ（ｔ）に従つて、f_oが、周波数
F₁である４×SCの周波数でのサンプル値の順序
を示すものであるとする。連続するサンプル値の
間を結ぶ直線は、アナログ波形ｆ（ｔ）の直線近
似を表わし、g_o′と付されたサンプルは、13.5M
Hz（F₂）のクロツク周波数で補間されたサンプ
ルを表わす。(1)式によつて決められる演算は、２
個の加算と１個の乗算から成る。乗算の一方の因
数は、分数（ｎ／16）であり、ここでｎは、小さ
い整数である。２進数の電子的乗算は、複雑で、
時間の掛かる演算であるけれども、２で割る割算
は、シフトレジスタで１ビツト移動させることに
よつて容易に行なうことができる。例えば、
234₁₀＝11101010₂なる２進数を２で割る場合は、
最上位ビツトの左側に零を付けて、最下位ビツト
を取り去ればよい。答は、01110101₂＝117₁₀で、
これは234₁₀の半分であり、もとの数が８ビツト
の精度であるのに対して７ビツトの精度である。
このようにして、例えば（7/16）という乗数のサ
ンプル値の乗算においては、もとのサンプル値Ｓ
を整数２で４回続けて割ればよく、それぞれもと
のサンプル値の（8/16）Ｓ、（4/16）Ｓ、（2/16）
Ｓおよび（1/16）Ｓが得られる。次いで、（7/16）
倍の値は、２つの連続した加算において、（4/16）
Ｓ＋（2/16）Ｓ＋（1/16）Ｓに対して得られる値を
加算することによつて得られる。このようにし
て、デイジタル形式の如何なる数も、連続する４
回のシフトと連続する３回までの加算によつて、
因数（ｎ／16）が掛けられる。この方法は、乗数
（ｎ／2^r）として一般化することができ、整数ｒ
はどのような値であつてもよい。

先の方法によつて直線近似を行なうと、補間の
プロセスにおいてエラーが生じる。第４図におけ
るエラーは、曲線波形ｆ（ｔ）の時間ｎにおける
値と、f_o+1とf_oの直線４１０上のサンプル点g_o′と
の差に等しい。このエラーは、補間結果が入力波
形と同じレベル数で量子化される場合には特に小
さいものとなる。このエラーは、入力波形の最大
のくぼみ点で最大となる傾向があり、くぼみの内
側方向に生じる。このようなエラーは、画像の一
様（一定レベル）な領域もしくは直線的に変化す
る領域には生じず、勾配の変化する付近（下方向
のくぼみあるいは上方向のくぼみ）に生じる。従
つて、補間によるエラーは、鮮明度の高い領域も
しくは高速に変化するエツジでのみ生じる。この
エラーの実質的な影響は、くぼみを減少させ、画
像のエツジをやわらげることである。

もとのサンプル値f_oが得られるアナログ近似ｆ
（ｔ）のくぼみから生じる補間エラーは、２個で
はなくて３個もしくは４個のサンプルを用いる場
合の如く、より多くの囲りの点から得られる情報
を用いると大幅に減少させられる。これは、サン
プル点f_o-1とf_oおよびサンプル点f_y+1とf_o+2との間
にそれぞれ形成される直線近似の延長線４１２と
４１４を用いることによつて行なわれる。F₂の
クロツク周波数で新しいサンプルg_o′の生じる時
間ｎは、サンプルのブロツクの始まりにおいて、
サンプルf_oの時間に極めて近く、あるいはサンプ
ルのブロツクの終り近くではサンプルf_o+1の時間
に極めて近いので、時間ｎにおける新しいサンプ
ルの実際の値g_oを決定する場合、近似g_o″もしく
はg_o〓に与えられるべき重みが、サンプルg_oの時
間がサンプルf_oもしくはf_o+1のいずれに近いかに
依存することは明らかであろう。第３図および第
４図から、サンプルの１ブロツク内の各々の新し
いサンプル値g_oは、存在するサンプルf_oと一対一
の対応関係があり、従つて新しいサンプルg_oの番
号付けは、第４図に示されるように、古いすなわ
ち入力サンプルf_oの番号付けと対応する。

g_o″の値は、入力サンプルf_oの既知の値に、サ
ンプルf_oとf_o-1間の差の増加分を加えたものであ
る。というのは、増加分は、ｎ−１とｎとの間あ
るいはｎとｎ＋１との間で同じだからである。従
つて、 g_o″＝f_o＋ｎ／16（f_o−f_o-1） (2) 同様にして、延長線４１４上のg_o〓の値は、既
知のf_o+1の値に、f_o+1とf_o+2のサンプル値の差と、
１からg_o″を決めるために使われた増加分を引い
たものとを掛けた値を加算することによつて得ら
れる。それ故、 g_o＝f_o+1＋16−ｎ／16（f_o+1−f_o+2） (3) 新しいサンプルg_oが、f_oの時間に近いと、g_o″
の値は、近似のために、或る重みでg_o′の値に加
算され、g_oがf_o+1の時間に近いと、g_oの値があ
る重みでg_o′の値に加算される。

g_oがf_oの方により近い場合（ｎ＝０、１、…
７）、新しいサンプル値の良好な近似は、次式で
与えられる。

g_o＝16−ｎ／16g_o″＋ｎ／16g_o′ (4) また、g_oがf_o+1の方により近い場合（ｎ＝９、
10、11、…15）、新しいサンプル値の良好な近似
は、次式で与えられる。

g_o＝ｎ／16g_o＋16−ｎ／16g_o′ (5) ｎ＝８については、(4)式と(5)式から得られるg_o
の値を次式によつて平均化する。

g₈＝１／２（１／２g₈″＋１／２g₈＋g₈′）
(6) (4)式、(5)式および(6)式は、いずれも積の和で表
わされ、積はＫ／16ｇの形式である。従つて、関数 ｆ（ｔ）の２乗近似あるいは放物線近似は、直線
補間の場合と同様に、連続して２で割る演算と加
算演算とによつて得られる。

f_oの点でｆ（ｔ）に接する直線の下側にくぼみ
があるので、ｎとｎ＋１の間の中間近くにおい
て、g_o′とg_o″との間で補間されるg_oの値は、f_oの
値を発生するために標本化される前のｆ（ｔ）の
実際の値よりも少し大きくなり易い。従つて、以
上説明した２乗近似のプロセスで生じるエラー
は、変化を増強する傾向があり、テレビジヨン画
像のトランジシヨンすなわちエツジを強調すると
いう実体的な影響を与える。

第５図は、以上述べたプロセスに従つて２乗近
似を行なう一実施例を示す。第５図において、ク
ロツク発生器５０２によつて発生されるクロツク
周波数F₁とF₂との間には、次式の関係がある。

F₁／F₂＝2^r＋１／2^r (7) こうすれば、先に説明したように、各ラインに
おけるサンプル回数を、その両端でサンプルが同
時に発生する複数の補間ブロツクすなわちグルー
プに分割することができる。複合アナログ・カラ
ーデイジタル信号ｆ（ｔ）は、入力アナログ信号
を周期的に標本化し、アナログ・テレビジヨン変
換器５０６が１サンプル当りＭビツトで量子化す
るのに十分な時間の間、サンプルを保持するサン
プラー５０４に供給される。周知のように、Ｍビ
ツトは、並列ラインに同時に生じるかもしくは単
一ラインに直列的に生じる。Ｍビツトから成る各
サンプルは、一つのサンプル値f_oを表わす。種々
のサンプルf_o（例えば、f_o-1、f_o、f_o+1、f_o+2）は、
連続してレジスタ５０８に貯えられ、種々の近似
値、g_o′、g_o″、g_oおよび最後にg_oを計算するた
めに利用される。種々の計算とサンプルのブロツ
クとの同期は、分離回路５１２によつてアナログ
に入力信号ｆ（ｔ）から分離された水平同期信号
によつて行なわれる。分離された同期信号には、
水平同期信号、ブランキング信号、再構成された
色副搬送波などが含まれている。同期信号は、ブ
ロツク５２６で示される同期装置に供給される。
該同期装置５２６は、サンプリング・クロツク
F₁の周波数を４×SCに固定するために、色副搬
送波に関係のある信号をクロツク信号発生器５０
２に伝達する。また、同期装置５２６は、カウン
タ５１０をリセツトするために、ｒ段のカウンタ
５１０から最高の計数値Ｎを示す信号を受け取
る。また、同期装置５２６は、各水平線の映像情
報を含んでいる部分の始まりまで、カウンタ５１
０の作動を遅延させる。第５図の構成において、
サンプリング周波数は、４×SCに関連したサン
プリング周波数から補間によつて容易に変換が行
なえるように、世界のデイジタル標準方式に関連
して先に説明したように選択される。従つて、(7)
式のｒの数は既知で、例えば、ｒ＝４のような値
であつて、16個の新しいサンプルg_oから成るブロ
ツクおよび17個の古いサンプルf_oから成るブロツ
ク間でくり返して補間が行なわれる。カウンタ５
１０は、同期装置５２６からブロツクの開始信号
を受け取るように結合され、F₁のクロツク・パ
ルスをくり返し計数し、ｎの値を表わす並列のデ
イジタル信号をライン５１４上に発生する。この
例の場合、ｎの値は、０から15まで変わる。ま
た、カウンタ５１０は、先に説明したように、ｎ
の値が最大の計数値Ｎに等しくなる度に、同期装
置５２６によつて零にリセツトされる。導線５１
４上のｎの値は、導線５１４の信号によつてアド
レスされるルツクアツプ・テーブル５１６に供給
される。メモリの各ロケーシヨンには、特定の値
のｎについて計算する場合、f_oに近いサンプルの
うちのどのサンプルを使用すべきかについての情
報が貯えられている。この情報は、計算装置５１
８に結合されている。計算装置５１８において
は、テーブル５１６に貯えられた命令に基づい
て、ｎの値についてのg_o′、g_o″およびg_oが、(1)
式、(2)式および(3)式に従つて計算される。これら
の計算は、先に説明したように、種々のf_oの値を
２で連続して割り、種々の割り算の結果を貯えら
れた命令に従つて加算することによつて行なわれ
る。丸めによるエラーは、（Ｍ＋ｒ）ビツトを有
するシフト・レジスタにおいて、２で割る割算は
シフトによつて行ない、また加算を行なうことに
よつて最小にすることができる。計算装置５１８
で計算されたg_o′、g_o″およびg_oの値は、順順に
記憶レジスタ５２０に供給され、もう一つの計算
装置５２２によつて利用される。計算装置５２２
において、g_oの値は、特定の値のｎについて、(4)
式、(5)式および(6)式を計算する場合、レジスタ５
１６からの命令に従つて計算される。g_oの計算が
終ると、最下位ビツトは、Ｍビツト出力に戻すた
めに取り去られ、バツフア５２４に入れられる。
補間された信号は、周波数F₂でバツフア５２４
から読み出され、変換された信号を形成する。

世界の標準方式である成分方式に依ると、先に
説明したRGB以外のYIQ、すなわち、Ｙ、（Ｂ−
Ｙ）、（Ｒ−Ｙ）あるいは他の成分が使用されるこ
とは当業者には明らかであろう。また、カウンタ
１５０によつて定められる帰線期間も、同期に対
して所望の期間と位置に調整されることは明らか
だろう。

以上説明した補間のための構成は、サンプリン
グ周波数比がF₁／F₂＝Ｍ／2_rなる関係がある信号
間の補間を行なつて変換する場合のものであり、
ここでＭ＝（2^r±１）であつて、F₂のサンプル・
ステツプは、第３図に示されるように、サンプル
の１ブロツクの範囲に亘つて、連続する、F₁の
サンプルの間の時間間隔において次第に増加す
る。以上の特定例において、周波数の比F₁／F₂
は、４×SC／13.5MHzの比によつて決まり、実
際には、（35／33）の比に等しく、(7)式において、
ｒ＝４の値の場合に対応するように、（17／16）
なる比に近似される。こうすることによつて、補
間が連続する、シフト動作と加算とによつて、都
合よく行なわれる。シフト動作と加算によつて補
間が行なわれるという利点は、分子が、１に等し
い整数だけ分母と異なる場合に限らず、Ｍと2^rが
共通の因数を持つていない限り、Ｍとｒは、如何
なる正の整数であつてもよい。走査線数625本／
フレーム、50Hzのフレーム周波数のPAL信号と
13.5MHzの提案された世界の標準方式の信号間の
変換は、この追加の補間方法によつて行なわれ、
補間エラーは減少されるだろう。

第４図に示されるように、時間ｎとｎ＋１の間
の期間の左半分における新しいサンプルg_oに対す
る補間値は、次のようにして決められる。まず最
初に、入力サンプルf_oとf_o+1が、時間ｎとｎ＋１
でそれぞれ生じる。第２番目に、振幅の差が決め
られる。すなわち、f_o-1とf_oの間の振幅差および
f_oとf_o+1の間の振幅差が決められる。第３番目に、
振幅の差は、サンプルのブロツク内において注目
しているサンプルの時間的相対位置に従つて重み
付けされる。第４番目に、重み付けされた各々の
差は、f_oとf_o+1の間で線型的に補間された一つの
サンプルと、f_o-1とf_oとの間の領域から線型的に
補外されたもう一つのサンプルを作成するため
に、f_oの値に加算される。次に、線型的に補間さ
れ、また補外されたサンプルは、f_oからの距離に
従つて重み付けされ、補間値を発生するために加
算される。ｎからｎ＋１までの区間の右側の半分
においては、対応する方法が、f_o、f_o+1および
f_o+2の各点に適用される。このようにして、第４
図に関連して説明した補間方法によると、補間さ
れた各サンプル値を決めるために、入力信号の３
つのサンプルが使用される。また、先に述べたよ
うに、正の整数Ｍとｒについて、改善された補間
を行なうために、４つの入力サンプル点を同時に
使用することも可能である。

正の整数Ｍおよびｒを使用する一般化した変換
方法は、例えば、625/50のPAL方式の信号から
先に述べた世界標準方式に依る13.5MHzでサンプ
ルされた信号に変換する場合に使用されるだろ
う。この変換の場合、PAL信号は、副搬送波の
４倍の周波数でサンプルされ、各完全な水平ライ
ンについて1135.0064個のサンプルが発生される。
これらのサンプルは、フイールド当りちようど
1135個のサンプルに調整すなわち減少させること
ができ、その結果生じるエラーは、画像の形状に
おいて0.16％のスキユーに過ぎない。

PALライン当り1135個のサンプル数と世界標
準のライン当り864個のサンプル数の比は、
1135／864であり、1.3136574である。この数値
は、21／16の商1.3125に極めて近い。従つて、世
界の標準である13.5MHzにおいて、704個のサン
プルから成る映像情報を含んでいる部分は、映像
画面上ちようど44個のブロツクから成るサンプル
の各ブロツクにおいて、副搬送波の４倍の周波数
でサンプルされた21個の入力サンプルを13.5MHz
でサンプルされた16個の出力サンプルに変換する
ことによつて、副搬送波の４倍のPAL信号から
のサンプルで満たすことができる。このような変
換による近似の結果、（12/16）（864/1135）＝
0.9991186の形状精度が得られ、これは、0.1％以
下の形状ひずみを表わす。一般に、１％以下の垂
直もしくは水平のひずみを生じるような画像の操
作は、カメラやキネスコープが調整される許容限
界に近いので、許容できるものと考えられる。変
換に伴う近似によるひずみは、この限界値よりも
ずつと小さく、許容できるものである。

以上述べたように、NTSC方式から世界標準方
式に変換されるサンプルの各変換ブロツク内にお
いて、各々の新しいサンプルg_oの位置は、規則正
しく増加しながら、入力サンプル間の時間間隔を
横切る。各ブロツクの始まりでは、g_oは、f_oと同
時に発生し、時間の経過と共に連続するサンプル
f_oとf_o-1の間を離れるように移動し、サンプルか
ら成る変換ブロツクの終りでは、g_oは、f_o+1と同
時に発生する。この規則正しい漸進は、(7)式の分
子の＋１によつて得られる。この分子をＭと称す
る。PAL信号の場合、このＭは、１以上分母と
異なる。特に、PAL方式から世界標準方式に変
換する場合、商は、次式のようになる。

F₁／F₂＝Ｍ／2^r＝2^r＋５／2^r＝21／16（ｒ＝４） (8) この場合、分子Ｍは、21に等しく、分母の値16
とは５だけ違う。この差の物理的な意味は、変換
される各ブロツク内において、入力信号の２１の
サンプルが発生する期間内に、変換された16の新
しいサンプルが発生されるということである。こ
のことは、第６図に示されている。第３図の場合
と同様に、ラインｂの長さは、１つの補間ブロツ
クの期間を表わし、サンプル時間を表わす16個の
位置に分割されている。ドツトは、入力信号のサ
ンプリング時間を表わす。差（Ｍ−2^r）には、第
一の意味に付随して第２の物理的な意味がある。
この第２の意味は、第６図において、新しいサン
プル（第６図のラインｂ上の各点）は、入力サン
プルａ間において先の位置から、サンプル間の間
隔の（Ｍ−2^r）／16すなわち5/16の時間位置に存
在することに注目しながら説明される。例えば、
サンプル点０は、同時に生じ、ｂの新しいサンプ
ル点１は、ａの入力サンプル点１と２の間の時間
間隔の5/16に生じる。新しいサンプル点２は、ａ
のサンプル点２と３の間の時間間隔の、（5/16）＋
（5/16）＝10/16のところに生じる。同様に、新し
いサンプル点３は、入力サンプル点６と４の間の
時間間隔の15/16のところに生じ、新しいサンプ
ル点４は、入力サンプル点５と６の間の時間間隔
の、（15/16＋5/16）−１＝（20/16）−（16/16）＝4/1
６の時点に生じる。新しい出力サンプル５は、入
力サンプル６と７の間の時間間隔の、（4/16）＋
（5/16）＝9/16の時点に生じ、新しいサンプル６
は、入力サンプル７と８との間の時間間隔の、
（9/16）＋（5/16）＝14/16の時点に生じる。第７図
は、第６図に生じるすべての時間位置を示すもの
である。入力サンプルの４−５；８−９；12−
13；および16−17の間の時間内には、新しいサン
プルが存在しない。第１５図は、ｒ＝４、Ｍ＝25
の場合における変換と等価な情報を示すものであ
る。

第４図に関連して説明した補間方法によつてg_o
（推定される新しい値）の近似値を作成する場合、
連続する入力サンプルf_o間の最初の半分において
は、第１の関数によつて重み付けされたg_o″を使
用し、後の半分においては、第２の重み付け関数
を使用した。この補間方法は、ある状況では許容
できるものであるが、さらに良好な近似（エラー
の少ない）は、各サンプル間のすべてに亘つて、
重み付けされた推定値g_o′、g_o″、およびg_oの平
均をとることによつて得られる。この平均は、次
式で与えられる。

g_o＝１／２（g_o′＋2^r−n′／2^rg_o″＋n′／2^rg_o）
(9) ここで、 n′＝〔（Ｍ−2^r）×ｎ〕（モジユロ2^r） (10) n′の物理的な意味は、第６図において、ａの入
力サンプルに対するｂの新しいサンプルの相対位
置に関係している。

n′＝（21−16）ｎモジユロ16＝5nモジユロ16
（11） これは、先に述べたように、各々の新しいサン
プルｎについて、n′の値は5/16だけ増加すること
を意味する。

第８図に示されるように、（12）式のg_oに対す
る近似は、点f_o、f_o+1を通過する放物線を表わす。
図示されるように、放物線は、４つの点f_o-1、f_o、
f_o+1、f_o+2を通過する三次曲線よりも高いピーク
値を有する。

第９図には、他の補間方法が示されている。第
１の放物線９００は、f_o-1、f_o、およびf_o+1の各
点を通過し、第２の放物線９０２は、f_o、f_o+1お
よびf_o+2の各点を通過する。

これらは、次式によつて決められる。

（900） g_o＝１／２（2^r＋n′／2^rg_o′＋2^r−n′／2^rg_o″）（
12） （902） g_o＝１／２（2^r＋１−n′／2^rg_o′＋n′／2^rg_o）（
13） サンプルf_oの時点ｎとサンプルf_o+1の時点ｎ＋
１との間で新しいサンプルg_oを補間する場合、先
に説明したように、ｎとｎ＋１との間の第１の半
分では、式（12）を使用し、第２の半分では、式
（13）を使用し、中間点で両者の平均を使用する
ことができるだろう。一方、すべての期間にわた
つての平均は、次式で与えられる。

g_o＝１／４（3g_o′＋2^r−n′／2^r g_o″＝n′／2^rg_o） （14） 連続するサンプルf_oで補間される新しいサンプ
ルg_oの値の更にもう一つの近似は、サンプル間の
始まり近くで（12）式に重み付けし、サンプル間
の終り近くで（13）式に重み付けすることによつ
て得られ、次式で与えられる。

g_o＝2^r−n′／2^r（式12）＋n′／2^r（式13） （15） 第１０図は、(9)式および（14）式によつて示さ
れる補間近似によつて決められる新しいサンプル
g_o間の差を示す。実線の曲線1009は、(9)式に従つ
て放物線の形状をしており、点線の曲線1014は、
（14）式に従つた放物線の形状をしている。曲線
1009は、f_o-1およびf_o+2の両点よりも下がつてお
り、相対的に鋭く曲がつている。一方、曲線1014
は、曲線1009よりもなだらかに曲がつている。補
間によつて変化の増強が行なわれ、それによつ
て、やわらかさの減少したすなわちよりはつきり
した画像が得られる。（14）式を使つて作成され
た新しいサンプルと比較して、（９）式を使つて
補間すると、鋭いくぼみの領域において鋭さを増
強するような新しいサンプルが得られる。

(4)−(6)式および(9)−（14）式は、f_oおよびf_o+1の
各点を通過する共通の特徴を有する２乗（もしく
はさらに高次）補間を表わし、４つのサンプル点
f_o-1、f_o、f_o+1およびf_o+2の積の和を表わし、この
場合、掛算器は、ｐ／2^rの形式をとる。ここで、
ｐは、０から2^r+1の範囲の整数である。それ故、
本発明の実施例によると、シフト動作と加算を連
続して行なうことによつてこれらのアルゴリズム
を実行することができ、容易に高速で実行するこ
とができる。

第１１図に示される回路構成は、以上説明した
一般形式の変換を実行するために使用される。第
１１図において、第５図の構成要素に対応する構
成要素には同一の参照符号が付されている。周波
数F₂のクロツク・パルスは、最終計数値（2^r−
１）に達した時（PAL方式の例では、15でリセ
ツト）、タイミング制御回路1104によつて零にリ
セツトされるｒ段のカウンタ５１０で累計され
る。ｒ段のカウンタ５１０からの各値ｎについ
て、読出し専用メモリから成る命令レジスタ５１
６は、記憶レジスタ５０８に貯えられたf_oの値か
らg_o′、g_o″及びg_oの値を計算するための適当な
命令を選択する。

第１２図は、４＋SC（およそ17.7MHz）でサン
プルされたPAL信号を13.5MHzに変換するために
適用される一般化された変換装置の一実施例を更
に詳細に示すブロツク図である。アナログの
PAL複合信号ｆ（ｔ）は、入力端子１２１０か
ら、ブロツク１２１２で示される、プレフイル
タ、17.7MHzのサンプラーおよびデイジタル・ア
ナログ変換器に供給される。ブロツク１２１２に
おけるサンプリングは、クロツクF₁によつて制
御される。ブロツク１２１２の出力は、ライン上
の複数個の並列信号チヤネルであり（この場合
８）、その中の１つは、最下位ビツト（LSB）を
表わし、その中の他の１つは、最上位ビツト
（MSB）を表わす。ライン上のこれらの信号は、
ブロツク１２１４内の複数個のシフト・レジスタ
に並列すなわち同時に供給される。ブロツク１２
１４内には、最上位ビツトと最下位ビツト用のシ
フト・レジスタのみが示されている。シフト・レ
ジスタ１２１４のクロツクは、ブロツク１２１６
で示されるタイミング制御回路によつて発生され
るタイミング信号によつて制御される。タイミン
グ回路１２１６は、クロツク・パルスF₁と共に
入力PAL信号に関連する同期情報を受け取る。
従つて、入力信号の処理は、アクテイブ・ビデオ
と共に始まる変換ブロツクに同期して生じる。シ
フト・レジスタの最も新しい信号は、f_o+2に対応
し、最も古い信号はf_o-1に対応し、その中間位置
には、f_oとf_o+1とがある。これらの８ビツト信号
は、シフト・レジスタ１２１４から結合され、一
対にして差回路１２１８，１２２０、および１２
２２の入力に供給される。このようにして、f_oと
f_o-1は、１２１８に供給され、f_o+1とf_oは、１２
２０に供給され、f_o+1とf_o+2は、１２２２に供給
される。また、これらの差回路は、その動作をサ
ンプルと同期させるために、タイミング制御回路
１２１６からのタイミング入力（Ｔ）を受け取
る。差回路１２１８と１２２０の出力は、掛算器
１２２４と１２２６にそれぞれ供給される。これ
らの掛算器は、読出し専用メモリから成るルツク
アツプ・テーブル１２２８から供給され、連続的
に変わる変数n′の値に依存して、連続する、２で
割る割算と加算を行なうことによつてn′／16を掛
ける。先に述べたように、n′は、隣接する入力サ
ンプルの時間に関連して発生される新しいサンプ
ルの時間位置を表わす。PAL信号から13.5MHzに
変換する場合、周波数の比は既知であり、それ
故、第７図のテーブルの例に示されるように、サ
ンプル番号に対するn′の一対一の対応関係が分
る。読出し専用メモリ１２２８は、カウンタ１２
３０によつてブロツク数ｎに計数される新しいサ
ンプル・クロツク周波数F₂に関連した情報によ
つてアドレスされる。このようにアドレスされる
メモリの各ロケーシヨンには、特定の変換につい
てアドレス数ｎに対応するn′の値に関連した情報
が予め入力されている。このようにして、変換さ
れるブロツク内で発生される新しい各サンプルに
ついて、掛算器１２２４と１２２６は、２で割ら
れた差信号から成る加算を示す適当な値n′を読出
し専用メモリ１２２８から受け取る。

掛算器１２２６からの出力信号は、加算器１２
３２に供給され、(1)式に従つて線型的に補間され
るサンプルg_o′を発生するために、f_oの値に加算
される。同様に、掛算器１２２４からの出力信号
は、クロツク制御される加算回路１２３４に供給
され、(2)式に従つて線型的に補間されるサンプル
g_o″を発生するためにf_oに加算される。n′の値は、
読出し専用メモリ１２２８から、（16−n′）の差
回路１２３５に供給され、差信号は、掛算器１２
３８の入力に供給される。差回路１２２２によつ
て発生される差信号（f_o+1−f_o+2）は、掛算器１
２３８の第２入力に供給される。掛算器１２３８
は、(3)式に従つてg_oを発生するために、f_o+1の
値に加算されるように加算器１２４０に供給され
る積信号を発生するために（16−n′）の値に基づ
いて、２で割る割算と加算をくり返すことによつ
て積を発生する。

g_o′の値は、さらに掛算器１２４２を介して加
算回路１２４４に供給される。掛算器１２４２に
よつて、一定値11/16が掛けられる。11/16は、
ｎ／16の形式であるから、２で割る回路と加算器
によつて実行される。g_o″とg_oの値は、隣接す
る入力サンプルに対する新しいサンプルg_oの相対
位置に従つて、掛算器１２４６と１２４８とによ
りそれぞれ重み付けされる。

掛算器１２４８は、n′／16を掛けるものであ
り、このために連続的に変わる変数n′を読出し専
用メモリ１２２８から受け取る。掛算器１２４６
は、（16−n′）／16を掛けるものであり、差回路
１２３６から差信号（16−n′）を変数として受け
取る。これらの掛算器の両方とも、先に説明した
シフトおよび加算形式のもので高速である。重み
付けされたg_o″とg_oの信号は、加算回路１２５
０で加算される。加算回路１２５０の出力信号
は、小さい割合のg_o″と大きい割合のg_oとの合
計であり、ここでn′は小さい。すなわち、新しい
サンプルg_oがサンプルf_oに近い場合である。一
方、新しいサンプルg_oがf_o+1に近い場合、すなわ
ちn′が16に近いと、加算回路１２５０によつて発
生される信号は、g_o″の割合が大きく、g_oの割
合が小さい。この重み付けによつてｆ（ｔ）の推
定値が発生され、アナログ入力信号は、くぼみの
領域で増強される。ピークをやわらげるために、
加算器１２５０の出力信号には、掛算器１２５２
によつて固定因数15/16が掛けられ、それによつ
て線型の推定値g_o′に比べてピーク値の大きい推
定値に対する重みが減じられる。11/16だけ重み
付けされたg_o′と5/16だけ重み付けされたg_o″とg_o
信号は、加算回路１２４４で加算され、その出
力は、新しい推定値g_oを発生するために、丸めら
れる。

掛算器１２４２と１２５２による信号の重み付
けの値は、所望の増強度合を達成するために任意
に変えられることは明らかであろう。増強効果
は、新しいサンプルが形成される次式に具体化さ
れる。

g_o＝2^r−Ｋ／2^rg_o′＋Ｋ／2^r （2^r−ｎ／2^rg_o″＋n′／2^rg_o） （16） ここで、Ｋは、鮮明度定数であつて、零から最
高2^rまでの正の値である。Ｋ＝０の場合、（16）
式の第２項は、零となり、補間値g_oは、(1)式によ
る線型の補間g_o′にすぎない。（16）式の右辺の括
弧内の部分は、f_oとf_o+1の値に合致する放物線を
表わすが、入力信号ｆ（ｔ）から期待されるもの
よりずつと鋭い曲率である。Ｋが零から2^rまで変
わるので、（16）式は、f_oとf_o+1の値を通過し、直
線g_o′と（16）式の括弧内の非常に鋭い放物線と
の間に存在する全ての放物線を表わす。例えば、
Ｋ＝８の場合、(9)式が得られ、Ｋ＝４の場合
（14）式が得られる。第１２図において、Ｋの値
は、固定数の掛算器１２４２と１２５２に含まれ
ている。掛算器１２４２は、16−Ｋ／16を掛けるも のであり、掛算器１２５２はＫ／16を掛けるもの
である。この場合、Ｋ＝５であり、変換装置は、
一般的には（16）式に従つて動作する。

掛算器１２２４，１２２６，１２３８，１２４
６および１２４８は、変数を2^rで割つた商を掛け
る。この場合、ｒ＝４で2^r＝16である。掛算器１
２４２と１２５２は、同じ形式のものであるが、
分子が固定値である。第１３図は、入力信号Ｘを
2^r形式の数で割り、その結果に、ｐなる変数を掛
けるためのデイジタル回路装置のブロツク図であ
る。第１３図において、変数である乗数ｐは、入
力端子１３１０に供給され、被乗数Ｘは、入力端
子１３２０に供給される。被乗数Ｘは、レジスタ
１３２２に直列もしくは並列形式で供給され、レ
ジスタ１３２２には、図示のように、１２９の値
を表わす８ビツトのデイジタル語10000001が入れ
られる。レジスタ１３２２の最上位ビツトは、１
２８の値を表わす。２で割る割算は、レジスタ１
３２２の内容を９ビツトの第２のレジスタ１３２
４の最後の８段に入れることによつて行なわれ
る。レジスタ１３２４の最上位ビツトも１２８の
値を表わし、零の値が予め入れられる。従つて、
レジスタ１３２２からレジスタ１３２４に、
10000001を転送することは、２で割ることを意味
する。９ビツトのレジスタ１３２４に貯えられた
値は、10ビツトのレジスタ１３２６の最後の９段
に転送される。レジスタ１３２６の最上位ビツト
には、零が予め入れてある。従つて、データを、
レジスタ１３２４から1326に転送することは、も
う一度２で割ることを意味する。更に、データ
は、11ビツトのレジスタ１３２８と12ビツトのレ
ジスタ１３３０に次々に転送され、転送毎に２で
割られる。転送が終了すると、レジスタ１３２
４，１３２６，１３２８および１３３０には、
Ｘ／２、Ｘ／４、Ｘ／８、およびＸ／16がそれぞ
れ入つている。これらの要素は、（8/16）Ｘ、（4/
１６）Ｘ、（2/16）Ｘおよび（1/16）Ｘをそれぞれ
表わすことに注目すると、Ｘの値の1/16から15/1
６までの値は、レジスタに貯えられている割算さ
れた値の各組み合わせの合計によつて得られる。
図示された例においては、ｐは、７の値（デイジ
タルの0111）であり、それ故、レジスタ１３２
６，１３２８および１３３０の内容は、（7/16）
Ｘを発生するために合計される。ｐの値は、レジ
スタ１３３２に読み込まれる。レジスタ１３３２
の各段の内容は、ゲート１３３４から１３４０で
示されるように、レジスタ１３２４から１３３０
までゲート動作を制御するために使用される。レ
ジスタ１３３２の段の１の値によつて、レジスタ
１３２４から１３３０の対応する１は、更に加算
回路に送られる。レジスタ１３２４と１３２６
は、加算回路１３４２の入力に結合され、レジス
タ１３２８と１３３０は、加算回路１３４４の入
力に結合される。加算回路１３４２と１３４４の
出力は、他の加算回路１３４６の入力に結合さ
れ、そこで最後の出力信号（ｐ／16）Ｘが発生さ
れる。加算器１３４２，１３４４および１３４６
の近くのブロツクは、それらにおけるデイジタル
値を示す。

以上述べた実施例は、シフトと加算による掛算
の有利な点を利用するものであるが、第１４図に
示される、更に一般化した形式の補間装置が可能
である。入力および出力信号のサンプリング周波
数は、変換ブロツクの整数が、各々のアクテイ
ブ・ラインの間に生じ、各変換ブロツクの始まり
と終りに入力サンプルと出力サンプルが生じるよ
うに選択される。このような補間装置は、標準の
掛算器が使用されるにしても従来技術に比較して
有利である。というのは、これらの掛算器のほと
んどは、決まつた周波数で実行する必要がないか
らである。例えば、４つの掛算器を有する第１４
図の補間装置は、１５個の掛算器を有する従来の
装置に対応する。

第１４図において、入力信号は、入力端子１４
１０から遅延要素１４１２と同期すなわちタイミ
ング回路１４２４の入力に供給される。遅延要素
１４１２は、入力信号を一定量遅延させ、f_o-1な
る入力信号に対して遅延された信号f_oを発生す
る。遅延された信号f_oは、更に遅延された信号
f_o+1とf_o+2を発生するために、他の遅延要素１４
１４と１４１６に供給される。f_o-1、f_o、f_o+1お
よびf_o+2なる信号は、同期すなわちタイミング回
路１４２４によつて発生される変数ｎの既知の関
数（テーブル・ルツクアツプ読出し専用メモリ１
４２０から得られる）を信号に掛けるために、標
準の８×８の掛算器に供給される。掛算された信
号は、出力端子１４２２に補間された所望の出力
信号を発生するために、加算器１４３２で加算さ
れる。

所望の一般的な変換のために、隣り合う入力サ
ンプルf_oの時間間隔における新しいサンプルg_oの
時間位置の既知パターンに従つてｎの値からn′の
値を発生するために、第１２図の読出し専用メモ
リ１２２８のような読出し専用テーブル・ルツク
アツプを使用する代りに、次式に従つてｎから
n′を計算する論理回路を使用することもできる。

n′＝（Ｍ−2^r）×ｎ（モジユロ2^r） 第１６図において、入力クロツク信号すなわち
新しいクロツク周波数F₂は、第１２図のｎカウ
ンタ１２３０に対応するｒ段のｎカウンタ１２３
０に供給される。また、F₂なるクロツク信号は、
ブロツク１６１６で示されるタイミング制御回路
にも供給される。タイミング制御回路１６１６
は、カウンタ１２３０によつてF₂のクロツク・
パルスで2^rの計数を終了した時、カウンタ１２３
０とn′カウンタ１６１８にリセツト・パルスを発
生する。カウンタ１２３０と１６１８は、このリ
セツト・パルスによつてサンプルの各ブロツクの
始まりでリセツトされる。カウンタ１２３０は各
補間ブロツク内の出力サンプル数であるｎの値を
決定するためにF₂のクロツク・パルスを計数す
る。図示の如く、レジスタ１２３０に貯えられた
計数値は、13（1101）である。タイミング制御回
路１６１６は、各F₂のクロツク・パルス毎に、
クロツクで制御される加算器１６２０を駆動す
る。加算器１６２０は、レジスタ１６１８に貯え
られているn′の値（すでに説明したように、前の
n′の値は、13すなわち２進で1101であつた）に、
固定値（Ｍ−2^r）、図示された例の場合、５
（0101）が加算される。この両者の合計は、左側
の段が上位である（ｒ＋１）段のレジスタ１６２
２に貯えられる。n′の値は、５と前値13との合計
で、レジスタ１６２２に貯えられているように、
18すなわち２進で10010である。レジスタ１６２
２の下位ｒ段は、n′の値を更新するために、レジ
スタ１６１８の対応する段に結合される。しかし
ながら、レジスタ１６２２の下位ビツトだけが結
合されるから、これらだけが新しいn′としてレジ
スタ１６１８に貯えられる。この構成によつて、
n′の値は、ｎの各計数値について、合計が（2^r−
１）の値を越えるまで５（Ｍ−2^r）の単位で変わ
る。合計が（2^r−１）の値を越える時、レジスタ
１６２２の（ｒ＋１）段中の最上位ビツトは、論
理１の状態に切り換えられる。ｒの下位ビツトの
転送によつて、モジユロ2^rの方法で５のステツプ
だけ進む。

以上説明した実施例は、デイジタル・テレビジ
ヨン・システムの水平走査線におけるサンプル信
号間の補間に適用されるが、同様の補間方法が、
異なつたライン走査周波数の信号間における補間
のために、連続するラインの隣り合うサンプル信
号に対して垂直方向で適用することもでき、ま
た、異なるフレーム周波数の信号間における補間
のために連続するフレーム中のサンプル間の時間
間隔においても適用できることは当業者に明らか
だろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一つの特徴に従つて構成さ
れるデイジタル部分を含んでいるテレビジヨン・
システムのブロツク図である。第２図は、第１図
のシステムを理解するのに有用なタイミング信号
を示す図である。第３図は、NTSC複合カラー・
テレビジヨン信号を第１図のシステム方式の信号
に変換する場合の、相対的サンプリング時間を理
解するのに有用なタイミング図である。第４図
は、補間によつて変換する場合、新しいサンプル
点における信号の値の誤差を理解するのに役立つ
一般化された波形を示す図である。第５図は、本
発明の一実施例の機能ブロツク図である。第６図
は、PAL信号を第１図のシステム方式の信号に
変換する場合の、相対的サンプリング時間を理解
するのに有用なタイミング図である。第７図は、
PAL信号を変換する場合に使用される補間のた
めの重み係数を表わす図である。第８図、第９図
および第１０図は、補間によつて変換を行なう場
合に生じる誤差を理解するのに役立つ一般化され
た波形を示す図である。第１１図は、第５図の補
間装置と同様の、一般化された補間装置を表わす
ブロツク図である。第１２図は、PAL−13.5MHz
の変換において、信号の補間を増強するのに適す
る一般化された補間装置の詳細なブロツク図であ
る。第１３図は、入力信号Ｘを2^r形式の数で割
り、その結果に連続的に変化する変数ｐを掛ける
ためのデイジタル装置のブロツク図である。第１
４図は、本発明の特徴に従つて構成される一般化
された補間装置を示す図である。第１５図は、特
定の変換に使用されるｎからn′への変換を示す図
である。第１６図は、ｎからn′への変換装置の他
の実施例のブロツク図である。 １０……プレフイルタ、１２……アナログ・デ
イジタル（AD）変換器、１４……13.5MHzのク
ロツク発生器、１６……ゲート、１８……フリツ
プ・フロツプ、２０……デイジタル信号処理装
置、２２……デイジタル・アナログ（DA）変換
器、２４……等化フイルタ、１５０……カウン
タ、５０２……クロツク発生器、５０４……サン
プラー、５０６……アナログ・デイジタル
（AD）変換器、５０８……記憶レジスタ、５１
０……ｒ段カウンタ、５１２……分離回路、５１
６……命令レジスタ、５１８……計算装置、５２
０……記憶レジスタ、５２２……計算装置、５２
４……バツフア記憶、５２６……同期装置、７０
４……カウンタ、１１０４……タイミング制御回
路、１２１２……プレフイルタ、１２１４……シ
フト・レジスタ、１２１６……タイミング制御回
路、１２２８……ルツクアツプ・テーブル、１２
３０……カウンタ、１６１６……タイミング制御
回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ サンプリングされるテレビジヨン信号を受け
   取る入力端子と、 13.5MHz±nx2.25MHz（但し、ｎは０、１、２
   …の整数）なる周波数でクロツク信号を発生する
   クロツク信号発生手段と、 前記クロツク信号発生手段に結合され、前記周
   波数で前記テレビジヨン信号をサンプリングする
   信号サンプリング手段と、 前記信号サンプリング手段に結合され、各水平
   ラインにおける各水平同期パルスの開始後に生じ
   るサンプルを除き、前記テレビジヨン信号におけ
   る各水平ライン期間の映像情報を含んでいる部分
   から2^p（但し、ｐは２より大きい整数）の整数倍
   のサンプルを抽出するサンプル抽出手段とを含
   む、テレビジヨン信号のサンプリング処理システ
   ム。