DE3203382C2 - Signalabtastschaltung für Fernsehzwecke - Google Patents

Abstract

In einem digitalen Fernsehsystem existiert eine Signalabtastfrequenz von 13,5 MHz, und es wird während jedes Horizontalzeilenintervalls eine ganzzahlige Anzahl von Abtastsignalen erzeugt, ob diese Signale nun auf dem PAL/SECAM-Standard oder dem NTSC-Standard basieren. Damit das digitale System hierarchisch aufgebaut ist und damit die Transcodierung von einem NTSC-Signal mit einer Abtastsignalfolge vom Vierfachen des Farbträgers leicht transcodiert werden kann, wird die Anzahl von Abtastungen, die während des aktiven Teils einer jeden Horizontalzeile auftritt, mit 704 gewählt. Das Transcodieren durch Interpolation von einem NTSC-Videosignal mit einer Abtastsignalfrequenz des Vierfachen der Farbträgerfrequenz in das Digitalsystem wird durch derartige Auswahl einer bestimmten Zahl von Abtastungen je aktiver Zeile erreicht, daß kleine Blöcke von Abtastwerten unabhängig voneinander transcodiert werden können, so daß diese Interpolation auf einfache Weise durchgeführt werden kann.

Description

Vielfaches wie das Drei- oder Vierfache der Farbträgerfrequenz (3 X SC, 4 x SC) ist. Es scheint sich abzuzeichnen, daß der Weltstandard für digitales Fernsehen, wenn er schließlich angenommen oder eingeführt wird, nicht auf einer Abtastfrequenz beruht, die fest an einen Farb träger gekoppelt ist. Es ist jedoch sehr wünschenswert, daß in Videosignalgemisch, das mit einer Abtastrate, die an die Farbträgerfrequenz gekoppelt ist, abgetastet wid, leicht codiert werden kann, so daß es dann die Eigenschaften des Standards hat, wenn dieser eingeführt wird. Mit hoher Wahrscheinlichkeit wird dieses Transcodieren eine Interpolation der Werte der Abtastungen beim Weltstandard aus den Werten der nächstlicgenden Abtastungen des NTSC-Vidreosignalgemisches erfordern. Wenn die Taktfrequenzen identisch wären, wurden natürlich auch die Abtastwerte identisch sein, so daß keine Interpolation notwendig würde. Exakte Interpolation ist komplex und umständlich und erfordert Multiplikationen und Additionen für jeden interpolierten Abtastvorgang. Multiplizierer speziell arbeiten aber langsam, und damit ein Arbeitsablauf mit hohen Video-Datengeschwindigkeiten erreicht werden kann, ist zu erwarten, daß solche Multiplizierer teuer sind.

Aus der DE-OS 28 14 893 ist es bekannt, ein NTSC-Farbsignalgemisch mit einer Frequenz abzutasten, die ein eine rationale Zahl darstellendes Vielfaches der Farbträgerfrequenz ist. Aus der Zeitschrift SMPTE Journal, Volume 85, März 1976, Seiten 141 bis 145 ist ferner ein System zur Abtastung eines Fernsehsignalgemisches mit einer Abtastfrequenz bekannt, die das Drei- oder Vierfache der Farbträgerfrequenz beträgt. Auch die Zeitschrift NTZ Nr. 6,1971, Seiten 321 bis 325 beschreibt die Abtastung des (PAL) Fernsehsignals mit einem ganzen Vielfachen der Farbträgerfrequenz.

Die ursprüngliche NTSC-Standard-Zeilenfrequenz für Schwarz/Weiß-Fernsehen war 15 750 Hz. Mit der Einführung von Farbsystemen wurde die Zeilenfolge so geändert, daß sie mit der Tonträgerfrequenz von 4,5 MHz in Beziehung stand. Die genaue Zeilenfrequenz ist 1/286 x 4,5 MHz, was die CCIR auf 15 734,264 ±0,0003% Hz standardisiert hat. Neuerdings hat das FCC die Farbträgerfrequenz in MHz als 315/88 Quotient definiert, und die Zeilenfolge ist 2/455 mal die Farbträgerfrequenz, was etwa 15 734,266 ergibt. Im 625/50-Standard beträgt die Horizontalzeilenfrequenz 15 625 Hz.

Es ist aus dem Aufsatz »Sampling Frequency Compatibility« von Frank Davidoff in der Zeitschrift SMPTE vom 8. Oktober 1980 bekannt, daß eine übliche Taktfrequenz von genau 13,5 MiHz exakt 864 Abtastungen je Horizontalzeile im 625/50-System ergibt, und daß im 525/6O-Syi:em dadurch genau 858 Abtastwerte pro Zeile entstehen. Die Abtastfrequenz von 13,5 MHz (und andere Abtastfrequenzen, die damit durch Vielfache von 2,25 MHz in Verbindung stehen) ergeben ganzzahlige Abtastungen je Zeile in beiden Systemen.

Die Dauer der Horizontalzeile ist im 625/50-System 64,00 iiS und im 525/60-System etwa 63,56 as. In den CCIR-Standards Tür das 625/50-System ist eine aktive Zeilendauer von etwa 52 as vorgesehen, was einer Austast- oder Rücksprungdauer von 12 as entspricht. Die Austastdauer beim derzeitigen NTSC-Farbstandard ist 10,9 ± 0,2 as, doch so sind Vorschläge gemacht worden, diesen Standard zu ändern. Die Austastdauer im NTSC-Standard ist also nicht eindeutig definiert. Wenn man einmal annimmt, daß die aktive Zeilendauer im 525/60-System ebenfalls 52 ;j.s ist, schafft eine 13,5-MHz-Abtastfrequenz 702 Abtastungen im aktiven Abschnitt einer jeden Zeile. Die Zahl von Abtastungen, die während des Austastabschnittes auftritt, unterscheidet sich jedoch durch 162 im 625/60-System gegenüber 156 in 525/60-System. Da die 702 Abtastungen pro aktiven Zeilenabschnitt jedoch ein ungeradzahliges Vielfaches von 2 ist, ergibt sich weder ein hierarchisches System noch eine einfache Umcodierung zwischen den Systemen mit 625 und 525-Zeüen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Angabe von Maßnahmen zur Schaffung eines hierarchisch aufgebauten Weltfernsehstandards für digitales Fernsehen, welcher kompatibel mit den derzeitigen Standards 625/50 und 525/60 ist und außerdem ohne Einsatz von Multiplizierern leicht aus dem NTSC-Videosignaigemisch unter Abtastung mit einem Vielfachen der Farbträgerfrequenz transcodiert werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Gemäß der Erfindung ist bei einem Fernsehsystem mit einer Abtastfrequenz von 13,.SMHz oder einer durch ein Vielfaches von 2,25 MHz mit aieser verkoppelten Frequenz (also 13,5 ± η-2,25 MHz mit η =0,1,...) eine Auswahlschaltung vorgesehen, welche während der aktiven Zeilenintervalle eine feste Anzahl von Abtastwerten mindestens einer Komponente des Videosignalgemisches auswählt, wobei die feste Anzahl eine größere Anzahl von Zweicrfaktoren, also eine höhere Potenz von 2. enthält. Eine solche Anzahl eignet sich besonders gut für ein hierarchisches System. Wird insbesondere diese Anzahl als ganzes Vielfaches von 16 (=2⁴) gewählt, dann erleichtert dies auch eine Umcodierung in andere Standards. Eine besonders geeignete Anzahl, welche diese sowie weitere Kriterien erfüllt, ist die Zahl 704 als das44fache von 16.

Ein Transcodierer transcodiert mit einer ersten Frequenz abgetastete Signale in Signale, die mit dem Takt einer zweiten Frequenz auftreten. Die erste und die zweite Frequenz werden so gewählt, daß ihr Quotient das Verhältnis von ganzen Zahlen ist. Dies ergibt dann sich periodisch wiederholende Blöcke von Abtastungen, wobei die Abtastungen eingangsseitig ganzzahlig und die neuen Abtastungen ausgangsseitig ebenfalls ganzzahlig sind. Ein Transcodierer verwendet Verzögerungselemente, um nacheinander verzögerte Abtastwerte des Eingangssignals zu bilden. Subtrahierer bilden Differenzsignale als Amplitudendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden verzögerten Abtastwerten. Mit den Subtrahierern gekoppelte Multiplizierer multiplizieren die Differenzsignale mit einem als laufende Variable sich geradlinig ändernden Multiplikanden, wie später noch erläutert wird, wodurch gewichtete Differenzsignale gebildet werden. Die laufende Variable ist auf die wirkliche Position des neuen AbtasfA'ertes bezogen, der innerhalb eines iranscodierten Blocks von Abtastwerten entsteht. Die gewichteten Differenzsignale werden in einem Addierer summiert, wodurch die neuen Abtastwert- gebildet werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das Verhältnis zwischen der ersten und der zweiten Frequenz so ausgewählt, daß es das Verhältnis aus einer ganzen Zahl M und einer Potenz von Zwei (2^r) ist, was zu Abtastsignalblöcken führt, indem die Zahl der neuen Abtastsignale Ύ ist, was zur Folge hat, daß die Multiplizierer solche der Shift-and-Add-Type sein können, wie sie z. B. auf den Seiten 514 bis 524 des Buches »Theorie

JZ. \JJ JOZ.

and Application of Digital Signal Processing« von L. R. Rabiner und B.Gold, erschienen 1975 bei Prentice-Hall, Inc. Englewoode ClifTs, N. J., beschrieben sind.

Die Zeichnung zeigt im einzelnen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Fernsehsystems mit einem digitalen Abschnitt gemäß einem Aspekt der Erfindung;

Fig. 2 Zeitsteuersignale, die für das Verständnis gewisser Gesichtspunkte der Anordnung der Fig. 1 nützlich sind;

Fig. 3 ein zum Verständnis der relativen Abtastzeitpunkte nützliches Zeitdiagramm bei der Transcodierung von zusammengesetzten NTSC-Farbfemsehsignalen in Signale gemäß den Standards der Anordnung nach Fig. 1;

Fig. 4 eine generalisierte Kurve, die das Verständnis für die Fehler erleichtert, die beim Transcodieren durch Interpolation von Werten des ursprünglichen Abtastsignals an den neuen Abtastpunkten auftreten;

Fig. 5 ein Funkiions-Biockscnaitbiiü einei Ausfüii- 2ü rungsform der Erfindung einschließlich Transcodierung;

F i g. 6 ein Zeitdiagramm, das das Verständnis für die relativen Abtastzeitpunkte fördert, wenn PAL-Signale in Signale gemäß den Standards der Anordnung aus F i g. I transcodierl werden;

Fig. 7 eine Auflistung von Interpolations-Wichtungs-Faktoren für die PAL-Transcodierung;

Fig. 8.9 und 10 verallgemeinerte Kurvenformen, die das Verständnis der beim Transcodieren durch Interpolation in einer allgemeinen Weise auftretenden Fehler erleichtern;

Fig. 1! das Blockschaltbild eines verallgemeinerten Interpolators ähnlich der Interpolation aus Fig. 5;

Fig. 12 ein mehr ins Einzelne gehende Blockschaltbild eines verallgemeinerten Interpolators für eine verbesserte Interpolation der Signale bei der PAL-13,5-

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Fig. 13 das Blockdiagramm einer Digitalanordnung, mit der ein Eingangssignal „v durch eine Zahl der Form -to 2' geteilt und dieses Ergebnis mit einer sich laufend ändernden Variablen ρ multipliziert wird;

Fig. 14 das Blockschaltbild eines verallgemeinerten Interpolators entsprechend einem Aspekt der Erfindung:

Fig. 15 die Auflistung einer Umsetzung η nach ri Tür eine bestimmte Transcodierung; und

Fig. 16 das Blockdiagramm einer anderen Ausführungsform eines Umsetzers von π nach n'.

Fig. 1 stellt eine Anordnung gemäß der Erfindung dar. Von einer (nicht dargestellten) Signalquelle wie etwa einer Fernsehkamera kommen Analog-Signale Rot (R). Grün (G) und Blau (B) zusammen mit Horizontal-Synchronisier-Signalen (H) an. Das H-Signal wird dem Vorbereitungseingang eines Zählers 150 zügeführt, während die Signale R, G und B über ihre besonderen Leitungen einem entsprechenden »Anti-Alias«- Vor-Filter 10 zugeleitet werden, in dem die Bandbreite begrenzt wird, um das Auftreten von Fehlern (aliases) im Ausgangssignal zu vermeiden. Die bandbreitenbegrenzten Signale R, G und B werden einem Analog/ Digital-Wandler (ADC) 12 zugeführt, innerhalb dessen die gesonderten Signale/?, Gundßmit einer 13,5-MHz-Folge abgetastet und quantisiert werden, wozu von einem Taktsignaigenerator 14 zur Steuerung ein Taktsignai zugeführt »ird. ADC 12 kann an seinen Ausgangsklemmen die Signale R, G und B in Form vieler paralleler Kanüle für jedes Signal oder eines einzigen Serienkanals für jedes Signal abgeben. Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel werden für jedes Signal 8 Parallelleitungen verwendet.

Die Signale werden vom ACD 12 einem Gate 16 zugeführt, das durch ein Flipflop 18 vorbereitet werden kann, damit Abtastsignale passieren können, oder das den Durchgang von Abtastsignalen für die anschließende digitale Signalverarbeitung, die als Block 20 dargestellt ist, verhindern kann. Die Digitalsignalverarbeitung 20 ist nicht Teil der Erfindung, sollte aber zweckmäßigerweise in digitaler Art und Weise arbeiten. Diese digitale Signalverarbeitung könnte eine Bandaufzeichnung, einen Bandschnitt, eine Farbsteuerung oder -mischung oder sonstige spezielle Aufgaben durchführen. Die digitale Signalverarbcitungseinrichtung könnte auch einfach ein Übertragungskanal sein, über den die Digitalsignale einem entfernten Ort zugeleitet werden. Nach der Digitalsignalverarbc.iung müssen die Signale nicht weiter in digitaler Form vorliegen, wesiiai'u mc einem Digiuil/Anälög-WniiuicriRAC) 22 zugeleitet werden, wo quasi-analoge Abtastsignale erzeugt werden. Die dadurch hervorgebrachten Quasi-Analog-Signale werden einem Ausgleichsfiltcr 24 eingegeben, das filtert oder glättet, um ein geeignetes Analog-Video-Signal zu erzeugen.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird Gate 16 vorbereitet, um den aktiven Leitungsweg festzulegen, und so gesteuert, daß genau 704 Abtastsignale während jeder LeUüngswegaktivierung durch die Digitalsignalverarbeitung 20 hindurchgehen. Die dafür erforderliche Zeitsteuerung wird vom Flipflop 18, einem Zähler 150 und einem Zähler 704 hergeleitet. H-Synchronisiersignale 204, die den Anfang einer jeden Horizontalzeile definieren, werden dem Vorbereitungseingang des Zählers 150 zugeführt, dessen zweiten Eingang die 13,5-MHz-Taktsignale vom Generator 14 eingegeben werden. Der Zähler 150 zählt 150 Takt- oder Abtastimpulse ijrjjj i·^* 3ffj Ende dieses Zeitüitervaüs einen Ancoanoc. impuls ab, der dem Rücksetzeingang des Zählers 150, dem Vorbereitungseingang des Zählers 704 und dem Setzeingang des Flipflop 18 zugeleitet wird, wodurch der Q- Ausgang des FF 18 nach H geht und das Gate 16 vorbereitet, wodurch dieses mit dem Durchlaß der Abtastsignale beginnt. Zähler 704 beginnt synchron mit den das Gate 16 passierenden Abtastsignalen zu zählen, und wenn genau 704 Abtastsignale gezählt worden sind, gibt Zähler 704 ein Ausgangssignal ab, wodurch dieser Zähler rückgesetzt wird; das Ausgangssignal kommt außerdem auf den Rücksetzeingang des FF18 und setzt dadurch den Q-Ausgang auf L, wodurch das Gate 16 gesperrt wird und keine weiteren Abtastsignale i^ehr durchgelassen werden, so daß dadurch das Ende eines Aktiv-Intervalls bestimmt ist.

Die Arbeitsweise der Zeitsteueranordnung der F ig. 1 und die Unterschiede zwischen 525/60- und 625/50-Arbeitsweise sind deutlicher aus der F i g. 2 zu ersehen. In Fi g. 2a sind die Taktabtastsignale 202 ohne Zeitmaßstab dargestellt. In Fig. 2b sind die Horizontalsynchronisierimpulse 204 gezeigt, die mit einer Nennfrequenz von 15 734,266 auftreten. Mit dem Zeitpunkt r0, der dem Anfang der Horizontalzeile entspricht, zählt Zähler 150 bis zum Zeitpunkt rl50, wie in Fig. 2c gezeigt, der im Zeitpunkt /150 einen Ausgangsimpuls abgibt, durch den der Durchlaß von Abtastwerten durch das Gate 16 beginnt und durch den der Zähler 704 vorbereitet wird, der bis zum Zeitpunkt /854 zählt, wie in Fi g. 2d dargestellt. Fig. 2e zeigt die verbleibende Zeit bis zum nächstfolgenden Horizontalsynchronisiersignal, das im

Zeitpunkt /858 einsetzt. Der zweite Teil des Austastintervalls, das durch die in Fig. 2e dargestellte Dauer bestimmt ist, nimmt 4 Abtastsignale ein. Fig. 2f zeigt, daß die Horizontalsynchronisiersignale mit einer Nominalfrequenz von 15 625 Hz auftreten. Die Dauer des Zählvorgangs des Zählers 150 ist in Fig. 2g, die Dauer des Zählvorgangs des Zählers 704 in Fig. 2h gezeigt, welch letztere wie im ersten Fall im Zeitpunkt /854 beenfe ist. Das Austastintervall ist jedoch nun länger und erstreckt sich vom Zeitpunkt /854 bis zum Zeitpunkt /864, wo das nächste Horizontalsynchronisiersignal auftritt und ein neuer Zyklus beginnt.

Da das aktive Intervall in dem beschriebenen System durch 704 Abtastsignale definiert ist, ist der Rest des Intervalls definitionsgemäß Austastung. Die 150 Zählvorgänge des Zählers 150 bestimmen im wesentlichen das gesamte Austastintervall, das auftreten würde, wenn das Eingangssignal in das System von einer 525/ 60-Quelle kommt. Für eine solche Quelle ist der

lo Zahl 748 ist gewählt, weil sie den Teiler 44 (748 = 17 x 44) mit der Zahl von Abtastungen im Weltstandard (704 = 16 x 44) gemeinsam hat. Das bedeutet, daß jede Horizontalzeile in den beiden Systemen in 44 Transcodierblöcke aufgeteilt werden kann, wobei ein Block in einem Fall 17 Abtastsignale, im anderen 16 enthält. Fig. 3 hilft, dieses Schema zu verdeutlichen. An der waagerechten Achse in Fig. 3 ist die Zeit aufgetragen. Die Länge der Zeile in Fig. 3b beträgt 16 Einheiten, wobei jede Markierung den Zeitpunkt einer Abtastung darstellt. Die 16 Abtastungen in einem Block der F i g. 3b entsprechen einem der 44 gleichen Blöcke, die während des aktiven Teils einer Horizontalzeile im Digitalwcltstandard nacheinander auftreten. Der Block von Abtastungen in der Fig. 3a nimmt praktisch dieselbe Dauer in Anspruch wie der Block der Fig. 3b. Der Block von Abtastungen in der Fig. 3a enthält jedoch statt der 16 nun 17 Abtastungen. Dennoch versteht es sich, daß 44 Blöcke von Abtastungen, wie sie in der

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ler bestimmt wird, größer als der Abschnitt des Austastintervalls, der nach dem Zeitpunkt /854 auftritt, in welchem der Zähler 704 und das Flipflop 18 rückgesetzt werden, bis zum Zeitpunkt /0 des nächstfolgenden Horizontalsynchronisierimpulses. Somit tritt der erste Abschnitt des Austastintervalls nachjedem H-Synchronisierimpuls auf und wird durch Zähler 150 bestimmt. Der zweite Teil des Austastintervalls beginnt im Anschluß an die aktive Zeile und dauert, bis der nächstfolgende H-Synchronisierimpuls auftritt. Somit ändert sich die Dauer des zweiten Abschnitts des Austastintervalls, der in jeder Zeile auftritt, abhängig von der Dauer einer Horizontalzeile, die vom Quellenstandard bestimmt wird.

Die Bedeutung der Zahl 704 ergibt sich aus der Tatsache, daß 704 eine größere Zahl von Potenzen der Zahl 2 enthält (704 = 2" x 11), so daß sie 6 Hierarchieebenen bestimmen kann. Außerdem ermöglicht die Zahl von 704 Abtastsignalen pro Zeile, daß genau das Austastintervall des 625/50-Systems erhalten wird und das erhaltene Austastintervall äußerst nah an den Grenzen des NTSC-Austastintervalls liegt.

Die Anordnung der Fig. 1 stellt ein Digitalsignalverarbeitungssystem gemäß der Erfindung dar, bei dem die Synchronisierung der Quelle entweder dem 625/50- oder dem 525/60-Standard entsprechen kann und bei dem das Eingangssignal analog vorliegt. In vielen Fällen kann es jedoch wünschenswert sein, von einem anderen Digitalsystem in die in Verbindung mit der Anordnung der Fig. 1 beschriebenen Standards zu transcodieren. So wurde bereits erwähnt, daß es z. B. in den USA und möglicherweise auch in anderen Ländern wünschenswert ist, ein Digitalvideosystem zu haben, bei dem die Standard-Taktfrequenz auf einem Vielfachen der Hilfsträgerfrequenz basiert, etwa 4 x SC. Es wird noch beschrieben, daß die Zahl 704 auch dafür vorteilhaft ist, da sie auf einfache Weise die Transcodierung zwischen einem derartigen zusammengesetzten NTSC-Digital-Standard und dem in Verbindung mit Fig. 1 beschriebenen Weltstandard zuläßt.

Bei einem zusammengesetzten NTSC-Fernsehsignal, das mit 4 x SC abgetastet ist, erscheinen während jeder vollständigen Horizontal zeile 910 Abtastungen. Davon treten 754 Abtastungen während des aktiven Teils auf, die restlichen 156 während des Abtastintervalls. Um eine Transccdierung gernäß einem weiteren Aspekt der Erfindung durchzuführen, werden 748 Abtastungen pro aktivem Abschnitt einer jeden Zeile benötigt. Die Blöcke gemäß Fig. 3b auftreten. Durch Auswahl der Gesamtzahl der Abtastungen derart, daß sie in relativ kleine Blöcke unterteilt werden können, kann die Größe der Signalverarbeitung, die beim Transcodieren nötig ist, erheblich reduziert werden.

Unter der Annahme, daß Digitalsignale zur Verfugung stehen, die mit einer Folge gemäß F i g. 3a auftreten, ist es verständlich, daß Interpolation erforderlich ist, um ein Signal gemäß dem Taktsystem der F i g. 3b zu erhalten. So liegt beispielsweise das siebte Abtastsignal in Fig. 3b praktisch in der Mitte zwischen dem siebten und dem achten Abtastsignal in Fig. 3a. Folglich kann der Wert des siebten Signals in 3b etwa gleich dem Mittelwert aus den Werten der Signale 7 und 8 der ankommenden Signale sein, die eine Taktfolge gemäß 3a haben. Das zweite Signal (Abtastung Nr. Eins) in Fig. 3b liegt sehr nahe am zweiten Abtastsignal (Abtastung Nr. Eins) in Fig. 3a, so daß angenommen werden kann, daß sein Wert gleich dem Signalwert des Abtastsignals 1 in Fig. 3 plus 1/16 der Differenz zwischen den Werten der Abtastpunkte 1 und 2. Allgemein gesagt ist der Wert g'„ des η-ten, linear interpolierten Ausgangsabtastsignals bestimmt durch

wobei η die Werte von 0-16 annehmen kann und die Abtastsignalzahl der neu erzeugten Abtastsignale ist. Bei der erfindungsgemäßen Transcodierung wird die Tatsache genutzt, daß der Faktor 17/16 ein Verhältnis aus kleinen ganzen Zahlen und der Nenner des Verhältnisses eine Potenz von 2 ist.

Bei der Kurve /(/) der F i g. 4 sei angenommen, daß /, die Folge der Abtastsignalwerte mit einer Frequenz von 4 x SC ist, was die Frequenz F₁ ist. Die geraden Linien, die aufeinanderfolgende Abtastsignalwerte miteinander verbinden, stellen eine lineare Annäherung an die analoge Kurvenform /(/) dar, und die mit g'„ markierten Abtastsignalwerte bilden die interpolierten Werte bei einer Taktfrequenz von 13,5 MHz (F₂). Der Operationsvorgang gemäß F i g. 1 besteht aus zwei Additionen und einer Multiplikation. Einer der Faktoren in der Multiplikation ist der Bruch n/16, wobei η eine kleine ganze Zahl ist. Wenngleich die elektronische Multiplikation binärer Zahlen ein komplexer und zeitaufwendiger Vorgang ist, läßt sich das Teilen durch zwei sehr einfach durch Verschieben des Inhalts eines Schieberegisters

um eine Stelle erreichen. Jede Binärzahl, z. B. 234,1,= 1110101O₂ kann sehr einfach dadurch durch zwei geteilt werden, daß links der höchsten Stelle eine Null vorgesetzt und die niedrigste Stelle weggelassen wird. Als Ergebnis erhält man 0111010I₂, was die Hälfte der vorherigen Zahl ist, wobei aus der anfänglich achtstelligen Binärzahl eine siebenstellige geworden ist. Die Multiplikation eines Abtastsignalwertes mit einem Faktor von beispielweise 7/16 läßt sich durch 4maliges Teilen des anfänglichen Abtastsignalwertes 5 durch die Zahl 2 durchführen, wobei nacheinander 8/16 5,4/16 5, 2/16 5 und 1/16 5 des Ausgangsabtastsignalwertes erhalten werden. Es wird dann das 7/16fache des Wertes dadurch erhalten, daß die zu 4/16 5, 2/16 5 und 1/16 5 erhaltenen Werte nacheinander addiert werden. So kann jede Zahl in digitaler Form mit dem Faktor ///16 durch vier aufeinanderfolgende Verschiebungen und bis zu drei nacheinander durchgeführte Additionen multipliziert werden. Diese Technik kann auf jeden Multiplikator n/2' für jede ganze Zahl r verallgemeinert werden.

Die lineare Annäherung bei der vorher beschriebenen Technik kann im Intcrpolationsvorgang zu Fehlern führen. Der Fehler in Fig. 4 entspricht der Differenz zwischen dem Wert der Kurve /(/) im Zeitpunkt η des Abtastpunktes g'„ und dem Punkt auf der Geraden 410 zwischen /, ₊ , und /,. Dieser Fehler kann klein sein, speziell wenn das interpolierte Ergebnis auf dieselbe Ebenenzahl wie die Eingangskurve quantisiert wird. Die Fehler werden besonders groß an Stellen maximaler Krümmung der Eingangskurve und liegen richtungsmäßig stets zur Innenseite der Krümmung hin. Solche Fehler treten nicht auf in Bereichen des Bildes mit konstantem Pegel oder in sich linear ändernden Bereichen, sondern nur in der Umgebung von Änderungen (abwärts oder aufwärts gekrümmt). Diese Interpolationsfehler treten nur in Zonen mit genauer Bestimmung oder an sprunghaften Übergängen auf. Die Fehler wirken sich so aus, daß die Krümmung herabgesetzt oder die Bildkanten sanfter gemacht werden.

Der Interpolationsfehler, der durch die Krümmung in der analogen Annäherung /(/), von der die Ausgangsabtastimpulswerte /, genommen wurden, herrührt, kann erheblich durch Verwendung einer Information vermindert werden, die von mehreren der Umgebungspunkte entnommen wird, indem nämlich drei oder vier Abtastpunkte statt zwei zur Interpolation herangezogen werden. Dies geschieht so, daß die Verlängerungen 412 und 414 der Näherungsgeraden zwischen den beiden Abtastsignalpunkten /,_ i und /„ und zwischen /_n+l und f„+2 genommen werden. Bezieht man ein, daß der Zeitpunkt des Auftretens η der neuen Abtastsignalwerte g'_r mit der /^-Taktfrequenz sehr nah am Zeitpunkt des Abtastwertes /„ zu Beginn eines Blocks von Abtastwerten und sehr nah am Zeitpunkt des Abtastwertes /;,+ , gegen Ende des Blockes von Abtastwerten sein kann, so wird deutlich, daß das Gewicht, das den Näherungen g'n oder gn" bei der Bestimmung des tatsächlichen Wertes g'„ des neuen Abtastwertes im Zeitpunkt η zu geben ist, von der Nähe des Zeitpunktes des Abtastwertes g„ zum Abtastwert f„ bzw. /„ ₊, abhängt. Aus den Fig. 3 und 4 sollte deutlich werden, daß jeder neue Abtastsignalwert g„ innerhalb eines Blockes von Abtasiwerten in einer Eins-zu-Eins-Beziehung zu einem vorhandenen Abtastsignalwert f„ steht und folglieh die Bezifferung der neuen Abtastwerte g„, wie in F i g. 4 gezeigt, der Bezifferung der alten oder A usgangsabtastsignalwerte /„ entspricht.

Der Wert von gj,' gleicht dem bekannten Wert des Ausgangsabtastsignalwertes /„ plus einem kleinen Teil der Differenz zwischen den Abtastsignalwerten /„ und /„ _ ι, weil dieser kleine Zusatzwert gleich ist, ob er nun zwischen n- 1 oder η oder zwischen η und n+ 1 liegt. Somit ist

β?-/» + ττ<

In gleicher Weise kann der Wert gn" auf der Verlängerung 414 dadurch bestimmt werden, daß zum bekannten Wert von /„, , die Differenz der Abtastsignalwerte zwischen /,,., und f„ + ₂, multipliziert mit Eins minus dem zusätzlichen Teil, der zur Bestimmung von g',', verwendet wurde, bestimmt werden, so daß man erhält:

Es versteht sich, daß, wenn der neue Abtastsignalwerl g„ nahe am Zeitpunkt von/,, liegt, der Wcrtg" mit etwa Gewichtung zu dem Wert, der für.!,',', bestimmt wurde, addiert werden kann, um eine Näherung herzustellen, und wenn g„ nahe am Zeitpunkt für /,+ | liegt, dann kann der Wert von s',',' addiert werden mit einer Gewichtung zum Wert von g'„.

Eine gute Näherung für die neuen Abtastsignalwerte g„ ist, wenn g„ näher an /„ liegt (wenn η = 0,1,2,..., 7)

16-η

16

, η , 16 ^s"

undwenng, näher an /„ + , liegt (wenn n 15)

_ π ,„16 — Η ,

λ« ~ϊ~Τ Kn 7"7 Sn ·

to Io

9,10,11,...,

Für π = 8 werden die Ergebnisse für g„ aus den Gleichungen (4) und (5) gemittelt. um zu erhalten:

T ( T

Es sei bemerkt, daß die Gleichungen (4), (5) und (6) Summen von Produkten sind, in denen die Produkte die

Form — g haben. Folglich können die quadratischen

16

oder parabolischen Näherungen g„ von der Funktion /(r) durch nacheinander durchgeführte Teilungsvorgänge durch Zwei und Summiervorgänge ausgeführt werden, wie dies auch bei der linearen Interpolation der Fall war.

Wegen der konkaven Krümmung von /(/.) unter einer geradlinigen Tangente an /(/) im Punkt /, ist der interpolierte Wert von g„ zwischen g'„ nahe der Mitte des Intervalls zwischen η und n + l eher etwas größer als der tatsächliche Wert von f(t), bevor die Abtastung zur Bildung der Werte f„ vorgenommen wurde. Die mit der beschriebenen quadratischen Interpolationsmethode gemachten Fehler liegen in einer Richtung, die Veränderungen überhöht, wodurch Übergänge oder Kanten im Fernsehbild stärker hervortreten.

Fig. 5 stellt eine Anordnung für die Durchführung der quadratischen Interpolation gemäß obiger Beschreibung dar. Die Taktfrequenzen F\ und F₂ werden von

;inem Taktgenerator 502 erzeugt und haben ein Verhältnis

El = Z±1

was die gewünschte Möglichkeit ergibt, die Abtastsignalzeiten in jeder Zeile in Interpolationsblocks oder Gruppen mit zeitlich zusammenfallenden Abtastsignalen an jedem Ende zu unterteilen. Ein analoges Farbfernsehsignalgemisch /(/) wird einem Abtaster 504 zugeführt, der in wiederholter Folge das ankommende Analogsignal abtastet und die Abtastsignale während einer Dauer hält, die für einen A/D-Wandler 506 ausreicht, die Abtastsignale in M bit pro Abtastsignal zu quantisieren. Wie bekannt, können die M bit gleichzeitig auf parallelen Leitungen oder nacheinander auf einer einzigen Leitung auftreten. Jedes Abtastsignal von M bit stellt einen Abtastsignalwert ./„ dar. Die verschiedenen Abiastsigna!c/„(z. B./„.,,/,+ ,,/„ _{+ i})werden nacheinander in einem Register 508 gespeichert, wo sie zugänglich sind, so daß die verschiedenen Näherungen g'„, gj,', gn" und schließlich g„ berechnet werden können.

Die Synchronisation der verschiedenen Rechenvorgänge mit den Blocks von Abtastsignalen wird durch die Horizontalsynchronisiersignale erreicht, die aus dem analogen Eingangssignal/(f) von einer Trennschaltung 512 abgesondert werden. Die abgesonderten Synchronisiersignale enthalten das H-Synchronisiersignal, die Austastung, den rückgewonnenen Farbträger und dergleichen. Die Synchronisiersignale werden einem Synchronisierer zugeleitet, der durch einen Block 526 angedeutet ist und ein Signal, das mit dem Farbträger in Beziehung steht, an den Taktsignalgenerator 502 überträgt, um die Abtasttaktfrequenz f_: und 4 x SC zu koppeln. Der Synchronisationsblock 526 erhält außerdem ein Signal, das den voll gezählten Zustand von Af von einem /--Stufenzähler 510 anzeigt, um den Zähler rückzusetzen. Der Synchronisationsblock 526 verzögert überdies die Vorbereitung des Zählers 510 bis zum Beginn des aktiven Teils einer jeden Horizontalzeile. In der Anordnung der F i g. 5 ist angenommen worden, daß die Abtastfolgen so gewählt sind, wie sie an früherer Stelle in Verbindung mit dem Weltdigitalstandard für das Erleichtern des Transcodierens durch Interpolation von einer Abtastsignalfolge beschrieben wurden, die auf 4 x SC bezogen ist, so daß die Zahl r in Gleichung (7) bekannt ist und z. B. einen Wert wie r = 4 haben kann, was wiedekehrende Interpolationsblöcke in einer Länge von 16 neuen Abtastsignalen g„ und 17 alten Abtastsignalen /„ bedeutet. Zähler 510 erhält von dem Synchronisierer 526 Signale, die den Anfang der Blöcke angeben, und zählt fortlaufend F₁ Taktimpulse und erzeugt auf der Leitung 514 ein paralleles Digitalsignal, das den laufenden Wert von η darstellt, das im Beispiel im Bereich zwischen den Werten 0 und 15 liegen kann. Zähler 510 wird überdies wie erwähnt durch den Synchronisierer 526 nach jedem vollständigen Zyklus-Zählvorgang von η = N auf 0 rückgestellt. Der laufende Wert von η auf der Leitung 514 wird einer Nachschlagetabelle 516 eingegeben, die durch ein Signal auf der Leitung 514 adressiert wird. Anjedem Speicherplatz ist Information gespeichert, welche Abtastsignale nahe f„ für die Berechnung für den jeweiligen Wert von η benützt werden sollen. Diese Information wird einem Rechner 518 eingegeben, in dem g'„, g"„ und g^" berechnet werden je nach Bestimmung durch die in der Tabelle 516 für die

Werte von η gemäß den Gleichungen (1), \2) und (3) gespeicherten Befehle. Diese Berechnungen werden in der beschriebenen Weise durch aufeinanderfolgendes Teilen durch 2 derverschiedenen Werte/, und Summieren der Ergebnisse der verschiedenen Divisionen gemäß den gespeicherten Befehlen ausgeführt.

Fehler durch Abrunden können dadurch kiein gehalten werden, daß bei der Durchführung der Verschiebungen für die Teilungen durch Zwei und die Additionen in den Schieberegistern diese (M + r) Stellen haben. Die Werte von g'„, g'J und g^", die in 518 berechnet worden sind, werden nacheinander in ein Speicherregister 520 eingegeben und sind dann für eine weitere Berechnungsschaltung 522 greifbar, wo der Wert von g„ entsprechend Befehlen aus dem Registtr516 für den jeweiligen Wert von η für die Ausführung der Gleichungen (4), (5) und (6) berechnet wird. Nach der Berechnung von g„ werden die untersten Stellen fallengelassen, um ein /V/-bit-Ausgangssignal zu bekommen, und g„ wird in einen Pufferspeicher 52Ί CIn⁰SfUhTt. Die interⁿcl!-rten Signale werden mit der Frequenz F₂ aus dem Pufferspeicher 524 abgegeben und stellen das transcodierte Signal dar.
Der Fachmann entnimmt, daß das Komponentensystern eines Weltstandards YIQ; Y, (B-Y), (R-Y) oder andere Komponenten als die dargestellten Komponenten RGB verwenden kann. Auch versteht es sich für ihn, daß die Dauer des Austastintervalls, die durch Zähler 150 bestimmt ist, auf die gewünschte Dauer und Position gegenüber dem Synchronisiersignal eingestellt werden kann.

Die insoweit beschriebene Interpolationseinrichtung betrifft das Transcodieren durch Interpolation von Signalen, die durch ein Abtastfrequenzverhältnis F_xIF₂ = MIl' zueinander in Beziehung stehen, wobei Λ/ gleich (2^f ± 1) ist, wodurch die F₂-Abtastsignale fortschreitend über den Zeitabstand zwischen aufeinanderfolgenden F.-Signalen laufen, wie in Fig. 3 über die Dauer eines Blockes von Abtastsignalen dargestellt. Bei dem speziellen beschriebenen Beispiel ist ein Frequenzverhältnis F₁IF₂ bestimmt durch das Verhältnis von 4 x SC/13,5 MHz, was gleich dem Verhältnis 35/33 und angenähert dem Verhältnis 17/16 entspricht, so daß es der Gleichung (7) einen Wert von r = 4 entspricht.

Dies ermöglicht den Vorteil der Interpolation durch aufeinanderfolgendes Verschieben und Addieren. Die Vorteile der Interpolation durch Verschieben und Addieren sind nicht auf den Fall beschränkt, daß sich der Zähler vom Nenner durch die ganze Zahl Eins unterscheidet, sondern sie treten bei allen positiven ganzen Zahlen M und r auf, solange M und 2' keinen gemeinsamen Teiler haben.

Die Transcodierung oder Umsetzung zwischen PAL-Signalen mit 625 Zeilen pro Bild und 50-Hz-Bildfolge und dem vorgeschlagenen 13,5-MHz-Weltstandard läßt sich durch Interpolation nach diesem zusätzlichen Verfahren vornehmen und kann einen verminderten Interpolationsfehler haben.
Wie in Fig. 4 gezeigt, ist der interpolierte Wert Für einen neuen Abtastwert g„ in der linken Hälfte für das Intervall zwischen den Zeitpunkten η und η + 1 auf folgende Weise bestimmt. Zuerst treten die eintreffenden Abtastsignale /„ und f„+_x in den Zeitpunkten π bzw. η + 1 auf. Als zweites werden die Amplitudendifferenzen bestimmt: Zwischen /„ _ , und /„ sowie zwischen /„ und /„+,. Als drittes werden die Amplitudendifferenzen gemäß der relativen Zeitposition der betrachteten Abtastsignale innerhalb des Abtastsignaiblocks gewich-

tet. Als viertes wird jede der gewichteten Differenzen zum Wert von f_a addiert, um ein Abtastsignal zu bilden, das zwischen f„ und /,+ ₁ linear interpolietc ist, und ein weiteres Abtastsignal, das vom Bereich zwischen /„ _, und f„ linear extrapoliert ist Die linear interpolierten und extrapolierten Abtastsignale werden dann weiter entsprechend ihrer Nähe zu f_n gewichtet und summiert zur Bildung eines interpolierten Wertes. In der zweiten oder rechten Hälfte des Intervalls zwischen η und + 1 wird ein entsprechendes Schema mit den Punkten f„ f„ j.! und f_n _ ι angewendet. Somit verwendet das in Verbindung mit Fig. 4 beschriebene Interpolationsschema drei Abtastwerte des ankommenden Signals für die Bestimmung jedes interpolierten Abtastsignalwertes. Es ist auch möglich, gleichzeitig von vier Abtastpunkten der Ausgangsfunktion auszugehen, um für jede positive ganze Zahl von M und rden Interpolationsvorgang zu verbessern, wie beschrieben.

Ein verallgemeinertes Transcodierschema unter Verwendung irgendwelcher positiver ganzer Zahlen A/ und r findet z. B. Anwendung, wenn aus dem 625/50-PAL-Systern auf 13,5-MHz-Abtastsignale gemäß dem vorgeschlagenen Weltstandard transcodiert wird. Für diesen Transcodiervorgang werden die PAL-Signa^;.e bei 4 x SC abgetastet, wodurch für jede vollständige Horizontalzeile 1135,0064 Abtastsignale erhalten werden. Es ist bekannt, daß diese Signale auf genau 1135 Abtastsignale pro Feld korrigiert werden können, was in der Bildgeometrie nur einen Fehler von 0,16% Schrägstelluiig ergibt.

Das Verhältnis von 1135 Abtastsignalen pro PAL-Zeile zu 864 Abtastsignalen für die Weltstandardzeile ist das Verhältnis 1135/864 = 1,3136574. Diese Zahl liegt sehr nahe am Quotienten 21/16 = 1,3125. Folglich kann die aktive Zeile von 704 Abtastsignalen beim 13,5-MKz-Weltstandard mit Abtastsignalen aus dem 4 x SC-PAL-System durch Umwandeln von 21 ankommenden Signalen mit 4 x SC in 16 ausgehende Abtastsignale bei 13,5 MHz in jedem Block von Abtastsignalen bei exakt 44 Blocks pro aktive Zeile ausgefüllt werden. Das Ergebnis der vorgenommenen Näherungen bei derartiger Transcodierung ist eine geometrische Genauigkeit von

(12/16) (864/1135) = 0.9991186,

was zu einer geometrischen Verzerrung in Gestalt einer Dehnung von weniger als 0,1 Prozent führt. Manipulationen ;im Bild, die zu vertikalen oder horizontalen Verzerrungen von weniger als 1% führen, werden im allgemeinen als zulässig angesehen, da sie im Bereich der Toleranzgrenzen liegen, an die Kameras und Filmprojektoren herankommen können. Die durch die Näherungen, die in der Transcodierung enthalten sind, eingeführten Verzerrungen sind wesentlich kleiner als diese Grenzwerte und somit zulässig.

innerhalb jedes Transcodierblockes von Abtastsignalen bei der Umwandlung von NTSC auf Weltstandard läuft, wie oben beschrieben, die Position eines jeden neuen Abtastsignals g„ schrittweise über den Zeitabstand zwischen den ankommenen Abtastsignalen mit einer regelmäßigen Zunahme. Zu Beginn eines jeden Blockes tritt g„ gleichzeitig mit /„ auf, und mit zunehmender Zeit bewegt es sich zwischen den aufeinanderfolgenden Abtastsignalen /„ und f„+\, bis am Ende des zu transcodierenden Blockes von Abtastsignalen g„ gleichzeitig mit /„+ \ auftritt. Dieses regelmäßige Fortschreiten ergibt sich aus der Zusatzzahl 1 im Zähler der Gleichung (7). Dieser Zähler ist mit M bezeichnet. Im Falle des PAL-Signals unterscheidet sich M vom Nenner durch einen Wert größer als 1. Beim Transcodieren von PAL auf Wellstandard ergibt «.ich als Quotient

M_

2^r

16'

wobei die Nenner M 21 ist und sich vom Zähler 16 durch 5 unterscheidet Diese Differenz bedeutet, daß in jedem zu transcodierenden Block ?.li Abtastsignale des ankommenden Signals innerhalb eines Intervalls auftreten, in dem 16 neue transcodierte Abtastsignale erzeugt werden. Dies ist in der F i g. 6 dargestellt Wie im Falle der Fig. 3 stellt die Länge der Linie b die Dauer eines Intepolationsblockes dar und ist in 16 Positionen unterteilt, die die Abtastzeiten wiedergeben. Die Punkte α sind die Abtastsignalzeiitjpunkte des ankommenden Signals. Die Differenz M - T hat eine zweite Bedeutung, die mit der ersten in Verbindung steht. Diese zweite Bedeutung läßt sich anhand der Fig. 6 erklären, aus der man feststellen kann, daß jeder neue Abtastsignalpunkt (Punkte auf der Linie b in Fig. 6) zwischen den Abtastsignalpunkten α des ankommenden Signals in einer Zeitstellung liegt, die (A/ - 2^r)/16 oder 5/16 eines Abtastsignalinterv.ai.ls von der vorherigen Position entfernt ist. So erscheinen die Abtastsignalpunkte 0 gleichzeitig, der neue (6) Signalpunkt 1 erscheint auf 5/16 des Weges zwischen den ankommenden (α) Signalpunkten 1 und 2, der neue Signalpunkt 2 erscheint 5/16 + 5/16 = 10/16 der Strecke zwischen den ankommenden (α) Signalpunkten 2 und 3. In gleicher Weise erscheint der neue Punkt 3 auf 15/16 des Weges zwischen den ankommenden Signalpunkten 3 und 4, der neue Signalpunkt 4 erscheint zu einem Zeitpunkt (15/16 + 5/:6) - 1 = 20/16 - 16/16 = 4/16 entlang dem Zeitabstand zwischen den ankommenden Signalpunkten 5 und 6. Das neue oder abgehende Abtastsignal 5 erscheint um 4/16 + 5/16 = 9/16 zwisehen den ankommenden Abtastsignalen 6 und 7 gegenüber Signal 6 verschoben, und das neue Abtastsignal 6 erscheint zum Zeitpunkt 9/16 + 5/16 = 14/16 gegenüber dem ankommenden Abtastsignal 7 zum Abtastsignal 8 hin verschoben. In der Fig. 7 sind in einer Liste alle in der Fig. 6 auftretenden Positionen aufgeführt. In den Zeitabständen zwischen den ankommenden Abtastsignalen 4-5; 8-9; 12-13 und 16-17 liegen keine neuen Abtastsignale. Fig. 15 zeigt eine Liste der entsprechenden Informationen für eine Transcodierung, bei der r = 4 und M = 25 sind.

Die in Verbindung mit F i g. 4 beschriebenen Interpolationen verwenden bei der Näherungsberechnung für g„ (wobei der neue Wert abgeschätzt wird) g'n, das durch eine erste Gruppe von Funktionen gewichtet ist, in der ersten Hälfte des Intervalls zwischen aufeinanderfolgenden ankommenden Abtastsignalen /„ und eine zweite Wichtungsfunktion in der zweiten Hälfte des Intervalls. Dies ergibt eine Interpolation, die unter gewissen Bedingungen brauchbar ist, doch kann eine bessere Näherung (geringerer Fehler) erzielt werden, indem ein Mittelwert der gewichteten Annahmen g'„, g" und g'" über die Gesamtheit eines jeden Zwischenabtastintervalls genommen wird. Ein derartiger Mittelwert ist

Sn ^I/Zp lon ^r o/i ^T .jf StI Ji

worin

η' = [(A/ - 2^Γ) X η] (modulo 2^Γ).

π' berücksichtigt die Stellung des neuen Abtastwertes b gegenüber den ankommenden Abtastwerten a. Bei der Fig. 6 ergibt sich

if = (21-16) η modulo 16 = Sn modulo 16, (11)

was bedeutet, daß für jeden neuen Abtastwert η der Wert für tf um 5 Teile von 16 zunimmt, wie bereits oben ausgeführt.

Die Näherung an g„ der Gleichung (12), wie sie in Fig. 8 dargestellt ist, stellt eine Parabel dar, die durch die Funkte /„, f„ _T, verläuft. Wie ersichtlich, besitzt die Parabel einen höheren Scheitel als eine Kurve dritter Ordnung, die durch die vier Punkte f„.,, /„, f„ +,, f„ _{+ 2} verläuft.

Ein anderes Interpolationsschema ist in der Fig. 9 gezeigt. Eine erste Parabel 900 ist durch die Punkte /„-ι. f„ und/.+, gelegt, während eine zweite Parabel 902 durch die Punkte /,, /_n+,, f_{n + 2} verläuft.

Diese können durch folgende Gleichungen angegeben werden:

(900)

(2^r + ri , \T—

(902) g_n = 1/2

-if

2' — ri

, ^Tf

^gn T

Bei der Interpolation eines neuen Abtastsignals g„ zwischen dem Zeitpunkt π des Abtastsignals /„ und dem Zt-tpunkt η + 1 des Abtastsignals f_n+ , kann, wie früher beschrieben, die Gleichung (12) in der ersten Hälfte des Intervalls und die Gleichung (13) in der zweiten Hälfte und der Durchschnitt aus beiden im Mittelpunkt benutzt werden. Der Durchschnitt über das gesamte Intervall andererseits ergibt die Gleichung

g„ = 1/4

(3g;

Eine andere Näherung für den Wert des neuen Abtastsignals g„, das zwischen aufeinanderfolgenden Abtastsignalen f„ interpoliert ist, kann so durchgeführt werden, daß die Gleichung (12) stärker gewichtet wird nahe dem Beginn des Intervalls und die Gleichung (13) stärker gewichtet wird nahe dem Ende des Intervalls, wofür die Gleichung dann lautet:

T - if Ύ

(Gl. 12)+£ (Gl. 13).

Fig. 10 zeigt allgemein die Unterschiede zwischen den Werten von neuen Abtastsignalen g„, wenn sie durch Interpolationsnäherungen bestimmt sind, wie sie durch die Gleichungen (9) bzw. (14) gegeben sind. Die uuspc/ogcnc Kurve MMW hat (lic Gestalt einer Parabel gemäß Gleichung (9), während die gestrichelte Kurve 1014 die Form einer Parabel entsprechend der Gleichung (14) besitzt. Kurve 1009 ist relativ scharf gekrümmt und fällt unter die Punkte /, -1 und f„.₂ ab, während die Kurve 1014 weniger scharf gekrümmt und oberhalb dieser Punkte liegt. Es wurde die Tatsache erwähnt, daß eine Interpolation so eingerichtet werden kann, daß eine Verstärkung der Übergriffe auftritt und

(10) damit ein Bild entsteht, das weniger »weich« ist oder dessen Konturen schärfer akzentuiert sind. Aus der Fig. 10 geht hervor, daß eine Interpolation unter Verwendung von Gleichung (9) neue Abtastsignalwerte schafft, die im Bereich scharfer Krümmungen im Vergleich zu solchen, die nach Gleichung (14) gewonnen werden, die Konturenabzeichnung erhöhen.

Die Gleichungen (4)-(6) und (9)-(14) stellen quadratische Interpolationen (oder höherer Ordnung) dar, die die Eigenschaft gemeinsamen haben, daß sie durch Punkte /„ und /_n+I gehen und die die Summen von Multiplikationen oder Produkten von vier Abtastsignalpunkten /„_,, /,, /, + i und f„ + i darstellen, und in denen die Faktoren die Form p/2^r haben, wobei ρ eine ganze Zahl ist, die zwischen den Werten 0 und 2^rT' angesiedelt ist. Gemäß der Erfindung können diese Algorithmen deshalb durch eine Folge von Verschiebungen und Additionen behandelt werden, was sich auf einfache Weise mit hoher Geschwindigkeit di>-.rifuhren läßt.

Eine Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 11 gezeigt ist, kann dazu benützt werden, eine Transcodierung von genereller Art, wie oben beschrieben, vorzunehmen. In Fig. 11 sind die Schaltkreiselemente, die denen in der Fig. 5 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen 02) gekennzeichnet. Taktimpulse mit einer Impulsfolge F₂ werden in einem r-Stufen-zi-Zähler 510 gesammelt, der durch Zeitsteuerung 1104 auf NuI! rückgesetzt wird, wenn der letzte Zählzustand von 2^r - 1 erreicht ist (für das Beispiel PAL Rücksetzung bei 15). Für jeden Wert von π vom r-Stufenzähler 510 wählt das Festwertbefehlsregister 516 die geeigneten Befehle für die Berechnung von Werten g'„, g'J und £„" von den fortlaufend gespeicherten Werten von f„ im Speicherregister 508 aus.

Fig. 12 zeigt ein mehr ins einzelne gehendes Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines verallgemeinerten Transcodierers, der sich dazu eignet, mit 4 x SC abgetastete PAL-Signale (etwa 17,7 MlI/) auf 13,5 MHz zu transcodieren. Analoge zusammengesetzte PAL-Signale/(/) werden über den Eingang 1210 einem Block 1212 zugeführt, der als Vorfilter, Abtaster und ADC für 17,7 MHz arbeitet. Die Abtastung im Block 1212 wird durch den /",-Takt gesteuert. Der Ausgang vom Block 1212 ist eine Vielzahl (in diesem Falle 8) von parallelen, Signale führenden Kanäle oder Leitungen, von denen eine die niedrigste Stelle (LSB) und eine andere die höchste Stelle (MSB) darstellt. Die Signale auf diesen Leitungen werden parallel oder gleichzeitig einer gleichen Anzahl von Schieberegistern in einem Block 1214 zugeführt. Nur die Schieberegister für das LSC- und das MSB-Signal sind im Block 1214 zeichnerisch dargestellt. Das Takten der Schieberegister 1214 steuern Zeitsteuersignale, die in einer Zeitsteuerschaltung 1216 erzeugt werden. Die Zeitsteuerschaltung 1216 erhält neben den FpTaktimpulsen bestimmte Synchronisationsinformation, die mit dem ankommenden PAL-Signal zusammenhängt, so daß die Verarbeitung der ankommenden Signale derart synchronisiert

(>ii ist, (IaIi lllöckc (ranscndicrl werden, die mit dem aktiven Videosignal beginnen. Die neuesten Signale in den Schieberegistern entsprechen /„ + 2, die ältesten /,', ,, während /„ und /„ ₊, an den dazwischenliegenden Plätzen gespeichert sind. Diese 8-bit-Signale werden von den Schieberegistern 1214 in Eingangspaare von Differenzbildnerschaltungen 1218,1220 und 1222 eingeführt. Es werden somit/und/,, ι auf 1218 gegeben,/,. ι und /, auf 1220 und /„ _{+ 2} und /, ₊ , auf 1222. Diese Differenz-

(14)

(15)

bildnerschaltungen bekommen außerdem Zeitsteuereingänge (7") von der Zeitsteuerschaltung 1216, damit ihr Arbeitsablauf mit den Abtastsignalen synchronisiert ist. Die Ausgänge der Differenzbildnerschaltungen 1218 und 1220 werden den Eingängen von Multiplizierern 1224 bzw. 1226 eingegeben, die mit n'/16 multiplizieren, was, wie beschrieben, durch mehrmaliges Teilen durch zwei und Addieren in Abhängigkeit vom Wert der laufenden Variablen ri erfolgt, die den Multiplizierern von der Festwertinformationstabelle 1228 zugeführt werden. Wie oben erwähnt, gibt ri die zeitliche Position des neuen Abtastwertes in bezug auf die Zeitpunkte der benachbarten ankommenden Abtastwerte an. Bei der vorgegebenen Transcodierung von PAL auf 13,5 MHz ist das Frequenzverhältnis bekannt, und deshalb ist die Eins-zu-Eins-Entsprechung von ri zur Abtastnummer bekannt, wie sie z. B. in der Tabelle der Fig. 7 aufgeführt sind. ROM 1228 wird durch eine Information adressiert, die von der Taktfrequenz is der neuen Abtastsignale abhängt, die durch einen Zähler 1230 zu Blocks /z gezählt werden. Jeder derart adressierte Speicherplatz ist zuvor mit Information versehen, die mit dem Wert von ri zusammenhängt und für eine bestimmte Codierung einer Adressenzahl η entspricht. Somit erhalten für jedes neue Abtastsignal, das innerhalb eine transcodierten Blockes erzeugt wird, die Multiplizierer 1224 und 1226 vom Festwertspeicher ROM 1228 einen zugehörigen Wert von ri, der die Additionen festlegt, die mit den durch Zwei geteilten Differenzsignalen vorgenommen werden müssen.

Das Ausgangssignal vom Multiplizierer 1226 wird einem Addierer 1232 zugeführt, wo es mit dem laufenden Wert von f„ zur Bildung eines Hnear interpolierten Abtastsignales g"„ summiert wird, wie durch Gleichung (1) beschrieben. In gleicher V^ise wird das Ausgangssignal vom Multiplizierer 1224 einer taktgesteuerten Addierschaitung 1234 zugeführt, wo es zur Bildung eines linear extrapolierten Abtastwertesgi'gemäß Gleichung (2) mit /, summiert wird. Der laufende n'-Wert wird vom ROM 1228 auf einen (16-n')-Differenz bildenden Schaltkreis 1235 gegeben, und das Differenzsignal kommt zum Eingang eines Multiplizierers 1238. Das Differenzsignal (f„ +1 ~ L + 2). das in der Differenzbildnerschaltung 1222 entstanden ist, kommt zu einem zweiten Eingang des Multiplizierers 1238. Dieser bildet ein Produkt durch mehrmaliges Teilen durch Zwei und Addieren abhängig'vom Wert von (16-//'), um ein Produktsignal hervorzubringen, das einem Addierer 1240 für das Summieren mit dem Wert von f„₊\ zugeführt wird, um gemäß Gleichung (3) den Wert g'„" zu bilden.

Der gn-Wert wird mittels eines weiteren Multiplizieres 1242 einer Summi;rschaltung 1244 eingegeben. Der Multiplizierer 1242 multipliziert mit einem konstanten Wert 11/16, der die Form n/16 hat und deshalb mit Hilfe von durch Zwei teilenden Schaltungen und Addierern ausgeführt werden kann. Die g" und gj,"-Werte werden durch Multiplizierer 1246 und 1248 gewichtet, und zwar entsprechend der Stellung des neuen Abtastwertes g„ in bezug auf die benachbarten ankommenden Abtastwerte.

Multiplizierer 1248 multipliziert mit /i'/16 und erhält vom ROM 1228 die laufende Variable ri für diesen Zweck. Multiplizierer 1246 multipliziert mit (16-n)/16 und erhält als laufende Variable das Differenzsignal (16-fl) von der Differenzbildnerschaltung 1236. Diese beiden Multiplizierer sind die wünschenswerten, schnell arbeitenden Verschiebe- und Addierschaltungen, wie unten beschrieben. Diese gewichteten Signale g'i und gj," werden in einer Summierschaltung 1250 miteinander addiert. Am Ausgang des Summierers 1250 ist das Signal die Summe eines kleinen Teils von g£ und eines großen Teils von g"_n", wo ri klein ist, was dann der Fall ist, wenn der neue Abtastwert g„ nahe beim Abtastwert f„ liegt. Wenn der neue Abtastwert g„ nahe beim Wert f„ ₊1 liegt, d. h., wenn ri nahe 16 ist, dann wird vom Summierer 1250 das Signal mit Hilfe eines großen Teils von g£ und eines kleinen Teils von g'" erzeugt. Dieses Gewichten bringt einen angenähert berechnetei* Wert von /(/), wenn das analoge Eingangssignal stark hervortretende Spitzen aufweist. Um den Kontrast zu mindern, wird das summierte Signal am Ausgang des Summierers 1250 mit einem festen Faktor 15/1.6 in einer Multiplizierschaltung 1252 multipliziert, wodurch das Gewicht, das auf den Spitzenwerteinfluß zurückzuführen ist, im Vergleich zur linearen Annäherung g"„ reduziert wird. Die mit 11/16 gewichteten g"„ und 5/16 gewichteten g£ und gn"-Signale werden im Summierer 1244 summiert und dessen Ausgang wird zur Erzeugung des neuen, angenähert berechneten Wertes g„ abgerundet.

Es ist deutlich geworden, daß der Wert der Gewichtung der Signale durch die Multiplizierer 1242 und 1252 nach Belieben variiert werden kann, womit ein gewünschtes Maß an Hervorhebung der Übergänge erzeugt werden kann. Der Effekt der Hervorhebung kann in den Algorithmus einbezogen sein, mit dem die neuen Abtastsignale gebildet werden:

T - k , ^k (Ύ - ri „ _,_

Sn = —γ_Γ Sn + J_r [ζ-Jr Sn +

ri „Λ

γ gn J,

worin k eine Kontrastkonstante sein Kann, die Null oder ein positiver Wert bis zum Maximalwert von 2' sein kann. Wenn £ = 0 ist, wird der zweite Gieichungsausdruck Nu!!, und der interpolierte Wert von g„ ist lediglich die lineare Interpolation g^ gemäß Gleichung (1). Der Teil des rechten Ausdrucks der Gleichung (16) in der Klammer stellt eine Parabel dar, die den Werten /„ und /„+ ! angepaßt ist, jedoch eine wesentlich stärkere Krümmung besitzt, als vom Eingangssignal /(/) zu erwarten wäre. Da k im Bereich zwischen Null und 2' liegt, ergibt Gleichung (16) alle möglichen Parabeln, die durch die Werte f„ und /„ +1 verlaufen und zwischen der Geraden g'„ und der sehr stark gekrümmten Parabel in der Klammer der Gleichung (16) liegen. Ein Wert k = 8 z. B. ergibt Gleichung (9), ein Wert k = 4 die Gleichung (14). In Fig. 12 ist der Wert k durch die mit einer festen Konstante arbeitenden Multiplizierer 1242 und 1252

umfaßt. Multiplizierer 1242 multipliziert mit ——- und

16

Multiplizierer 1252 mit k/\6, wobei k = 5 ist, und der Transcodierer arbeitet allgemein gemäß Gleichung (16).

Die Multiplizierer 1224, 1226, 1238, 1246 und 1248 multiplizieren mit dem Quotienten einer laufenden Variablen, die durch 2' geteilt ist, wobei r = 4 und 2^r = 16 sind. Die Multiplizierer 1242 und 1252 haben dieselbe Form, jedoch einen im Wert festliegenden Zähler. F i g. 13 zeigt das Blockschaltbild einer digitalen Einrichtung für das Teilen des Eingangssignals X durch eine Zahl der Form 2' und Multiplizieren des Ergebnisses mit einer laufenden Variablen, die mitp bezeichnet ist. In der F ig. 13 wird die laufende Variable/? einer Eingangsklemme 1310 und der Multiplikand X einer Eingangsklemme 1320 zugeführt. Der Multiplikand X gelangt (in Serie oder parallel) zu einem Register 1322,

das bei dem dargestellten Beispiel mit einem S-bit-Digitalwort 10000001 geladen ist, was den Wert 129 darstellt. Die höchste Stelle MSB des Registers 1322 stellt für sich den Wert 128 dar. Die Teilung durch Zwei wird dadurch erreicht, daß der Inhalt des Registers 1322 in die letzten acht Stufen eines 9stelligen zweiten Registers 1324 eingegeben wird. Die höchste Stelle des Registers 1324 stellt ebenfalls den Wert 128 dar, und sie ist mit dem Wert Null vorgeladen. Folglich wird durch den Übergang von 10000001 vom Register 1322 in das Register 1324 eine Teilung durch Zwei bewirkt. Der im 9stelligen Register 1324 gespeicherte Wert wird in die letzten 9 Stellen des lOstelJigen Registers 1326 übertragen, dessen höchste Stelle mit dem Wert von 128 vorgeladen ist. Somit stellt die Übertragung der Daten aus dem Register 1324 in das Register 1325 eine weitere Teilung durch Zwei dar. Die Daten werden abermals durch nachfolgende Übertragung in das listeilige Register 1328 und das 12steüige Register 1330 geteilt Am Ende des Übertragungsvorgangs enthalten die Register 1324, 1326, 1328 und 1330 die Inhalte XIl, X/4, XIi bzw. Xl 16. Da diese Bestandteile 8/16 X, 4/16 X, 2/16 X und 1/16 X darstellen, ist es leicht zu verstehen, daß jeder Teilwert von X zwischen 1/16 und 15/16 als Summe der verschiedenen Kombinationen der geteilten und den Registern gespeicherten Werte gebildet werden kann. Bei dem dargestellten Beispiel hat ρ den Wert 7 (digital Olli), so daß der Inhalt der Register 1326,1328 und 1330 zur Bildung einer Summe von 7/16 X summiert werden muß. Der Wert von ρ wird in ein Register 1332 eingelesen. Der Inhalt jeder Stufe des Registers 1332 wird dazu benützt, das Öffnen der Register 1324 bis 1330 zu steuern, wie dies durch Gates 1334 bis 1340 dargestellt ist. Ein Wert Eins in einer Stufe des Registers 1332 ermöglicht, daß das zugehörige Register 1324 bis 1330 für die nachfolgenden Summierschaltungen geöffent wird. Die Register 1324 und 1326 sind mit den Eingängen einer Summierschaltung 1342 und die Register 1328 bis 1330 mit den Eingängen einer Summierschaltung 1344 verbunden. Die Ausgänge der Summierschaltungen 1342 unc 1344 sind wiederum mit den Eingängen einer weiteren Summierschaltung 1346 verbunden, von der schließlich das Ausgangssignal (p/16 X\ gebildet wird. Die an die Summierer 1342,1344 und 1346 angrenzenden Blöcke stellen die Digitalwerte in diesen Punkten dar.

Die bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele nutzen die Vorteile bei der Multiplikation durch Verschieben und Addieren, doch sind auch Interpolatoren allgemeinerer Form gemäß F i g. 14 verwendbar. Die Abtastfolgefrequenzen der Eingangs- und Ausgangssignale werden so gewählt, daß während jeder aktiven Zeile eine ganze Zahl von Transcodierblöcken entsteht mit gleichzeitigen Eingangs- und Ausgangsabtastsignalzeitpunkten zu Beginn und zum Ende eines jeden Transcodierblocks. Derartige Interpolatoren haben im Vergleich zum Stand der Technik Vorteile, auch wenn gewöhnliche Multiplizierer verwendet werden, da zum Erzielen einer bestimmten Genauigkeit nur wenige Multiplizierer erforderlich sind. Der !nterpoiaior gemäß Fig. 14 mit nur 4 Multiplizierern entspricht einer Anordnung im Stand der Technik mit 15 Multiplizierern.

In Fig. 14 wird ein Eingangssignal über eine Eingangsklemme 1410 den Eingängen eines Verzögerungselementes 1412 und einer Synchronisier- oder Zeitsteuerschaltung 1424 zugeführt. Das Verzögerungselement 1412 verzögert daj Signal um eine bekannte Größe und erzeugt so ein verzögertes Signal f„, das das Eingangssignal als/„_, definiert. Das verzögerte Signal /„ wird weiter einem Verzögerungselement 1414 und dann einem Verzögerungselement 1416 zugeleitet, wodurch weitere verzögerte Signale/„+, und f„ _t: hervorgebracht werden. Die Signale f„-\,f„,f„+\ und /„ + ₂ werden auf Multiplizierer gegeben, die gewöhnlich 8 x 8-Multiplizierer sein können, die die Signale mit einer bekannten Funktion (entnommen aus einem tabellarischen Festwertspeicher 1420) der laufenden Variablen η multiplizieren, die durch eine Synchronisations- oder Zeitsteuerschaltung 1424 erzeugt wird. Die multiplizierten Signale werden in einem Addierer 1432 zur Bildung des gewünschten interpolierten Ausgangssignals an der Ausgangsklemme 1422 summiert.

Anstelle eines tabellarischen Festwertspeichers wie des Speichers ROM 1228 der F i g. 12 für die Bildung des Wertes von ri aus dem Wert η gemäß dem bekannten Muster der Zeitposition des neuen Abtastsignals g„ zwischen den Zeitpositionen benachbarter ankommender Abtastsignale /„ für ein gegebene allgemeine Transcodierung ist es möglich, eine Logikschü/.ung zur Berechnung von ri aus η gemäß der Gleichung

ri = (M - Ύ) X η (modulo Ύ)

zu verwenden. Eine derartige Logikschaltung ist in der Fig. 16 gezeigt.

In Fig. 16 werden die Eingangstaktsignale am Ausgang oder die neue Taktsignalfrequenz Λ einem r-Stufen-n-Zähler 1230 zugeführt, wie in F i g. 12. Die F₂-Taktsignale werden zudem einer Zeitsteuerschaltung zugeleitet, die als Block 1616 dargestellt ist und Rücksetzimpulse für den Zähler 1230 und für einen n'-Zähler 1618 am Ende eines Zählvorgangs von 1' i^-Taktimpulsen durch den Zähler 1230 erzeugt. Ein solches Rücksetzsignal löscht den Inhalt der Zähler 1230 und 1618 am Beginn eines jeden wiederkehrenden Blockes von Abtastsignalen. Der Zähler 1230 zählt /j-Tpktimpulse, um die laufenden Werte von π zu bestimmen, die Ausgangsimpulszahl innerhalb jedes Interpolationsblockes. Der "m Register 1230 laufend gespeicherte Zählzustand ist mit 13 (1101) dargestellt. Bei jedem aufeinanderfolgenden Fj-Taktimpuls treibt die Zeitsteuerung 1616 einen getakteten Addierer 1620, der mit dem Wert von ri, der laufend im «'-Register 1618 gespeichert is'< (wie dargestellt, war der ietzte oder vorhergehende Wert von ri 13 oder 1101), eine feste Zahl (M - 2') addiert, die mit 5 (0101) dargestellt ist. Die Summe dieser beiden wird in einem Register 1622, das r + 1 Stufen hat und in dem die linke Stufe die höchste ist, gespeichert. Die Summe von 5 und dem vorhergehenden Wert von ri 13 ist 18 oder 10010, was im Register 1622 als laufender Wert ^speichert ist. Die untersten r-Stufen des Registers 1622 sind mit entsprechenden Stufen des Registers 1618 verbunden, urr den Wert von ri auf den laufenden Wert aufzudatieren. Das jedoch nur die untersten Stufen oder Stellen des Registers 1622 angeschlossen sind, werden nur diese dem Register 1618 als neuer Wert ri gespeichert. Diese Anordnung bewirkt, daß der Wert von ri in Einheiten von fünf (M - 2') für jeden Zählvorgang von η fortschreitet, bis die Summe den Wert (2^r - 1) übersteigt, wo dann die höchste otelle in der (r + 1) Stufe des Registers 1622 auf den Logikzustand 1 umschaltet. Die Übertragung der r untersten Stufen oder Stellen erlaubt ei» Fortschreiten in Stufen von fünf in einer modulo-2'-Weise.

Die bisher beschriebenen Ausführungsbeispiele

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betreffen die Interpolation zwischen Abtastsignalwerten entlang einer horizontalen Abtastlinie in einem digitalen I crnschsystem; für den Fachmann versteht es sich, daß dieselben Interpolationsverfahren auch in vertikaler Richtung bei benachbarten Abtastsignalwerten s in aufeinanderfolgenden Zeilen angewendet werden können, um zwischen Signalen mit unterschiedlichen Zeilenabtastgeschwindigkeiten zu interpolieren oder in der Zeit zwischen Abtastsignalen am gleichen Ort in aufeinanderfolgenden Bildern für die Interpolation zwisehen Signalen mit verschiedenen Bildfolgefrequenzen.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

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Claims (13)

Patentansprüche:

1. Signalabtastschaltung für Fernsehzwecke mit einem Taktsignalgenerator, der Taktsignale mit einer Frequenz von (13,5 ± η · 2,25) MHz mit η = 0,1,... erzeugt, und mit einem Abtaster der an den Taktsignalgenerator und an eine Fernsehsignalquelle zur Abtastung der Fernsehsignale angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Auswahlschaltung (16,18,150,104) vorgesehen ist, welche eine eine höhere Potenz von 2 aufweisende feste Anzahl von Abtastwerten mindestens einer Komponente des Fernsehsignals im aktiven Bildintervall einer Horizontalzeile, nicht jedoch im inaktiven Intervall nach Beginn des Horizontalsynchronimpulses auswählt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fernsehsignalquelle eine Quelle (10) von Basisbandfernsehsignalen ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahlschaltung (16, 18, 150, HM) ein steuerbares Tor (16, IS) enthält.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahlschaltung (16, 18, 150, 104) mit dem Tor (16) gekoppelte Zähler (704) zur Begrenzung der Anzahl von Abtastwerten des Fernsehsignals auf die feste AnzahJ enthält.

5. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Digitalsignalverarbeitungsschaltung (16-24, 150, 704) zur digitalen Verarbeitung der Fernsehsignalkomponente mit einer Abtastrate von 13,5 MHz.

6. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die feste Anzahl das Produkt von 44 und 16, nämlich 704 ist.

7. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitalsignaiverarbeitungsschaltung (Ϊ6-24, 150, 704) ein steuerbares Tor (16, 18, 150,704) zur Sperrung einer nach dem Beginn jedes Horizontalsynchronimpulses im inaktiven Intervall jeder Horizontalzeile auftretenden bestimmten Anzahl von Abtastwerten und zur Weiterbildung der festen Anzahl von Abtastwerten enthält.

8. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß im Falle von 525 Zeilen bei 30 Bildern pro Sekunde 858 Abtastwerte pro Zeile und im Falle von 625 Zeilen bei 25 Bildern pro Sekunde 864 Abtastwerte gebildet werden.

9. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahlschaltung (16, 18, 150, 704) ein Tor (16) enthält.

10. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswahlschaltung (16, 18, 150, 704) eine Einrichtung (150) zur Einstellung eines Austastintervalls enthält.

11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleneinrichtung (16,18,150, 704) für das Austastintervall einen Zähler (150) enthält.

12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (150) durch das Horizontalsynchronsignal aktiviert wird.

13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler (150) bis zu einer vorbestimmten Zahl zählt, die im Sinne einer Zentrierung der eine höhere Potenz von 2 aufweisenden festen Anzahl gewählt ist.

Die Erfindung betrifft eine Signalabtastschaitung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist. Es handelt sich um ein digitales Fernsehsystem, das mit den am weitesten auf der Welt verwendeten Fernseh-Standards kompatibel ist, und hierbei um Einrichtungen, mit denen schnell und zwischen Videosignalen transcodiert werden kann, die mit unterschiedlichen Abtasifrequenzen abgetastet sind.
Es wurden verschiedene Eigenschaften eines WeIistandards für kompatibles digitales Fernsehen untersucht. Verschiedentlich wurde vorgeschlagen, daß während der Gesamtdauer einer Horizontalzeile die gleiche Anzahl von Abtastungen sowohl beim 525-Zeilen-60-Hz-System (NTSC) als auch beim 625-Zeilen-50-Hz-System (PAL/SECAM) herrschen sollte oder möglicherweise die gleiche Zahl von Abtastungen während des aktiven Teils einer jeden Zeile. Für einen solchen Weltstandard ist auch zu bedenken, daß die Abtastfrequenz für Systeme mit begrenzter Bandbreite geeignet sein muß und dennoch angemessene Auflösung vorhanden ist, und ob der Standard ein System mit einem Leuchtdichie-Farb-Gernisch sein so!!, wes der. Komponentensystemen wie RGB oder YIQ entgegensteht.
Es ist auch anzustreben, einen digitalen Fersehstandard zu haben, der hierarchisch ist, d. h. bei dem verschiedene Auflösungsgrade von Details für unterschiedliche Abnehmer einfach übertragen werden können, z. B. durch Filtern oder Weglassen von Abtastpunkten. Somit kann ein digitales System die Erzeugung von Signalen mit sehr hoher Abtastrate ermöglichen, was eine Auflösung ergibt, die für kinoartigen Einsatz geeignet ist. Eine derartige Auflösung könnten 2000 Linien pro Raster in vertikaler Richtung und 2000 Fersehzeilen horizontal sein.

Fernsehstudios könnten beim Zusammenschneiden von Sendungen eine höhere als die Standard-Fernsehauflösung wünschen, aber Einrichtungen verwenden wollen, die weniger kosten als diejenigen, welche mit Datengeschwindigkeiten arbeiten, die einem 2000-Linienraster entsprechen. Somit könnle ein Fernsehstudio Einrichtungen verwenden, welche die zweite Ebene der Hierarchie verwenden, die eine 1000-Linien-Auflösung hat. Wenn eine ursprünglich mit einer 2000-Linien-Auflösung hergestellte Bandaufzeichnung in einem Fernsehstudio zur Verfügung steht, wird durch Filtern und Weglassen jedes zweiten Abtastpunktes in jeder Zeile die Auflösung auf die 1000-Linien-Ebene herabgesetzt. Die nächste Ebene in der Hierarchie kann die 500-Linien-Auflösung sein, die in einer Fernseh-Sendeanstalt verwendet werden kann, um analoge Videosignale für das Ausstrahlen der Sendung abzuleiten. Ein von einem Fernsehstudio herausgegebenes Band konnte von der Fernseh-Sendeanstalt in einer Anlage verwendet werden, die mit einer 500-Linien-Auflösung arbeitet, wobei jedes zweite Abtastsignal weggelassen wird. Ein Fernsehsender könnte auch ein Band mit 2000-Linien-Auflösung verwenden, indem jeweils drei von vier aufeinanderfolgenden Abtastsignalen fallengelassen werden. Die nächste Stufe in der Hierarchie könnte bei elektronischen Nachrichtenkameras mit einer 250-Linien-Auflösung eingesetzt werden, während die wiederum nächstniedrigere Stufe der Auflösung für Überwachungszwecke Anwendung finden kann. Es wird allgemein erwartet, daß in den Vereinigten Staaten und in anderen NTSC verwendenden Ländern die Geräte üblicherweise für die Verarbeitung von Fernsehsignalgemischen eingerichtet sind. Es ist dann äußerst vorteilhaft, wenn die Abtastfrequenz ein ganzes