JPS58108585A

JPS58108585A - 電子楽器のウエ−ブジエネレ−タ

Info

Publication number: JPS58108585A
Application number: JP56208814A
Authority: JP
Inventors: 石橋　正典
Original assignee: Casio Computer Co Ltd
Current assignee: Casio Computer Co Ltd
Priority date: 1981-12-22
Filing date: 1981-12-22
Publication date: 1983-06-28
Also published as: JPS6325679B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】コノＱ明ｄ、　％檀基本波（１３Ａ　８　Ｉ　ＣＷｋＶ
Ｈ）Ｖ得る電子楽器のウェーブジェネレータに関ｆへ電
子楽器の１つにミュージックシンセサイザがあるが、こ
の禰の電子楽器は、はとんど丁す０７回路によるもので
あり、ディジタル的手法により笑現したものはほとんど
無い。

しかし、電子オルガン等においてディジタル的に楽音波
形な慢る方法としては、従来より植々研究がなされ、　
−ｍ＊用化されているものと思われる。しかして、この
ような楽音波形Ｖ得る方法。

％にル（ＪＭＶｃ予め楽音波形をディジタル記憶してお
負、七ｔ’ｌ’ｆ階周嫂数により読出丁方法としては１
次の３檜に大別これ工う。

１ロち、その嘱ｌの方式は、一定値を累積加Ｘてるアト
°レスカウンタの出力によってルｏＭをアト島音域の楽
ｆにおいてはサンプリング定理による祈り返し歪（ニア
リジング）が発生しなりようにするため帯域制限さ１ま
た波形とでる必要があり。

このように帯駿゛制限した波形では、低周波数の波形の
場合高次倍音の少い音色となる欠点がある。

またこの＠ｌの方法ではアドレスステップ数が少い関係
から同一アドレスＹ複数回連続して指定することになり
、次組ジッタが発生する欠点もある。

またジッタの発生Ｙ防止するためにアドレスステップ数
を増加し、！１！に量子化ノイズＹ減らでために電子化
ビット数も増加略せた場合、轟然、ＲＯＭの紀憶容紮が
他めて大きくなる問題点がある。

第２の方式のものはｌ（（ＪＭの琥出しの１周期を基本
タロツクの出力周期の整数倍とするものである。この方
式のものでは発音丁べき、・楽音の周波数が基本クロッ
クの整数倍であるためジッタや電子化ノイズは発生し々
い反面、最高音の周波数？高しく鳴且つ音階の精Ｆ！Ｉｔを高くてるためには基本りａ
ツクの周波数を最高音の周波数の数百倍とせねばならず
、しかもビブラートやボルタメント等の効果ケデイジタ
ルｆｉ制御により実現でるためには基本クロックの周波
数Ｖ＋に高くせねば力らで、−一部の構成が　大と危る
欠点六−ある。また上述したように読出し波形の周期が
基本クロックの電数個分としたために一般に、アドレス
ステップの間隔が等間隔とならず、１＃階ごとに音色が
若干変化する欠湘もある。

篇３の方式のものはＲ（ＪＭｖ可慶りａツクにより読出
てものである。この・方式のものはアナログ発損器から
上記０Ｔ変クロツクを出力するため、上述した折り返し
歪、ジッタ、を子化ノイズの発生がなく、また低周波数
の波形の場合に高次倍音の含有率が減少することもなく
、４！に音階ごとの音色の変化も発生しない反面１局波
数発生部な多重化処理で負ないからポリフォニックの楽
音ｖ１つの波形合成器から得られず、］・−ドの構成か
大となる欠点かある。

この発明は上述した事情の下になこれたもので。

その目的とするところは、波形ＲＯＭ％−用いることな
くディジタル回路による演算処理によって矩形波等の基
本波耐生成可能とした電子楽器のウェーブジェネレータ
を提供することである・以下１図面な参照してこの発明
Ｙミュージックシンセサイザに適用した一実施例Ｙ説明
する。第１図は上記実施例によるミュージックシンセサ
イザのシステム構成図を示す。図におφて、キーボード
ＩＫは複数のキーが備えられ、各キーからはキー操作信
号が出力″ｆる。スイッチ部２には、矩形波、ＰＷＭ波
（非対称方形波）、鋸歯状波等の各楢音源波形（基本波
）を選択するスイッチ、後述するディジタルフィルタ６
．エンベロープジエネレータフ等を夫々ｆ？ｌＩ制御す
るスイッチ等、各種スイッチが設けられている。そして
キーボード°ｌおよびスイッチ部２からの各出力は共に
ｅＰＵ（中央処理装置）３に供給される。

ｅ　ＰＵ　ａ＆！このミュージックシンセサイずの丁ぺ
ての動作を制御する装置であり、マイクロプロセッサ等
から成るがその詳細について框省略する。

ＲＯＭ（リードオンリメモリ）４は音階周波数コード＃
を記憶するメモリである。そして中−ボード１上の操作
キーに応じた音階周波数コードＩす読出てアドレスデー
タがＣＰＵ３から出力し。

ＲＯＭ４へ供給これる。また読出ζｔｔｙ、＝音階周波
数コードβはウニイブジェネレータ５に供給される。

ウニイブジェネレータ５は上記音階周波数コードβと、
ＣＰＵ５から供給されるデータＸ、（。

Ｋにもとづき上記音源波形？ディジ４ル演算により作成
する回路であり１作成これた波形データはディジタルフ
ィルタ６に供給される。ディジタルフィルタ６にＣＰＵ
５がらの割＃信号にもとづき上記波形データ甲の倍音成
分の一部を除去し、その出力ヲエンベロープジエネレー
タフに供給する、マタエンベロープジエネレータｙ６２
ｅＰＵｓからの制＠信号にもとづき上記ディジタルフィ
ルタ６の出力に対しエンベロープを付与して楽音信号と
し、ディジタル／アナログ変換ｉｓへ供給する。

ディジタル／アナログ変換器８は入力したディジタル竜
の楽音信号？アナログ竜の楽音信号に変換でるｒｐＩ略
であり、このアナログ竜の楽音信号はディジ４ル／丁ナ
ログ変換器８の出力爛に接続されるアンプ９．スピーカ
１０％’介し楽音として放音これる。彦お、このディジ
タルフィルタ６には特願昭５５−５３１７９号［ディジ
タルフィルタ装置］、エンペロープジエネレータユ７に
鳩犀謔昭５６−７４２４４号［電子楽器のエンベａ−プ
制御方式」が適用し得る。

次に第２図Ｖ参照してウニイブジェネレータ５の具体的
構成？説明する。フルアダー１５のＡ入力端Ａｔｓ〜Ａ
＠ｒＣ９ｉシフトレジスタ１７が出力し循填される１６
ビツシデータ六−印加される。またＢ入力端Ｂｔｉ〜Ｂ
・にＨＣＰＵＳがらの１６ビツトの一定値のデータｇ（
ＸｔｓＮＸ・）が印加される。そして端子口ｎｖｃばノ
１イレベルの信号１Ｈ静か常に印加されている。したが
ってう°″ル了ダーｌ５ｌ−Ｊ−Ａ入力端の入力デーｌ
からＢ入力端への入力データーを減算し、その結果デー
タな８出力端８１１〜８−から出力し、フルアダー１５
の出ｔｅａに接続ブれるフルアダー１６のＡ入力ｇ１１
　Ａ　ｔｓ　−ｋ・へ印加てる。このフルアダー１６の
Ｂ入力熾Ｂ１・〜Ｂ・には、ゲート１切路Ｇ１から出力
する音階周波数コード＃（矩形波まｋは鋸歯状波の作成
の場合）まｙ：ハゲート回路Ｇ１から出力ｆｊｂデータ
β±（β−Ｋ）ｙ（ＰＷＭ波作成の場合）が夫々１丁ン
ト°ゲート１８１ｉＮ１８・を介しプリセットこれる。

なお、アンドゲート１８１ｓＮ１８ｓの各制御入力端に
は共に、フルアダー１５の端子ｃ　ｏｕｔがら出力てる
キャ１）−出力めｔインバータ１９％−介し印加謬れる
。

フルアダー１６のｉ東データはＳ出力端８ｓｉ〜Ｓ・か
ら出力し、フルアダー１６の出力側に＃続すｆｉ、　／
ｂ　上記シフトレジスタ１７に印加これる。舷で、いま
この２エージツクシンセサイザが例ｔｔｆＢ音のポリフ
ォニックシンセサイザであると丁れば、シフトレジスタ
１７は容量１６Ｌ’ットのシフトレジスタＹ８段カスケ
ード接続されて成る。セして鎮２図の回路ｔ４　ＣＰ　
Ｕ　８の制御下に時分割処ビットのデータは排他的オア
ゲート２０１〜２０・に印加甥ｎ、る。また上記出力デ
ータの１０〜１５ビツトの各データンインバータ２１−
１〜２１−６を夫々介しアント９ゲート２２−１〜２２
−６の各１１１１１　＠入力端に印加寧れる。更に上記
出力データのうち最上位ビットのデータにインバータ２
１−１な介しアンドゲート２２−６の他方入力端に印加
さｔ′Ｉる。テント９ゲー）２２−１−２２−６は図示
の如＜　１１列接続ばれており、したがってアンドゲー
ト２２−６の出力にアンドゲート２２−５の他方入力端
に印加され、以下、同様にアントゲ−）　２２−５　Ｎ
２２−２ノ各出力１−ｊｉ！Ｉｊ１．（ｆｌ）％７ン）
’デー）２２−’４〜２２−１の各他方入力端に印加さ
れる。そしてアントゲ−）２２−１の出力は排他的オア
デー）２０ｓ〜２０＠に印加これる。

排他的オアゲート２０１〜２０・・１の出力ＨＲＯＭ（
リードオンリメモリ）２３のＡ入力端人ＩＮＡ・へ丁ト
３レスデータとして印加ζｒ＋る。Ｒｔ）Ｎ２３は＠３
図に示″ｆ１／４波形の旧弦波のデータＩＩ！−記憶し
ている。この波形データＨｔ’ｚエイプジエネレータ５
が生成−ｆ″る矩形波等の娠幅レベルが急変でる個所？
補間ｆるために使用されるもので。

ＲＯＭ２３の出力端Ｏ＠〜０・から読出される１・（ビ
ットの波形データにオアゲート２４・〜２４・に印加さ
れる。

オアゲート２４１〜２４・ｖＣはまた丁ンドデー）２２
−２の出力がインバータ２５お工びトランス７丁−ゲー
ト２６ｖ介し印加寧ｊ、ている。そしてオアゲート２４
−〜２４・の出力に排他的オアゲート２７１〜２７・の
各一端に印加これる。排他的オアゲート２７・ＮＪ２７
・の各他端ＶｃＨ，アント°ゲート２２−１の出力がイ
ンバータ２８およびトランス７丁ゲート２９ｖ介し印７
ＸＩζ４．ている。

そして排他的オアゲート２７・〜２７・の出力は。

極性反転回路Ｙ構成するフルアダー３０のＡ入力端Ａ６
〜Ａ・へ印７１０これる。まにフルアダー３０のＡ入力
端Ａ！には上記アントゲ−）２２−１の出力がインバー
タ２８．トランスファーゲート？９゜インバータ３１ｖ
介し印加される。更にフルアダー３０の入力端Ｇｉｎに
は同様にアンドゲート２２−１の出力がインバータ２８
．トランス７アゲート２９ｖ介し印加シれるほか、後述
する極性反転回路３２の出力がトランスファーゲー）３
ｇ’ｔ’介し印加ブれる。そして、フルアダー３０の出
力端Ｓマ〜８・から出力するデータはトランスファーゲ
ート３４ｉ〜３４・Ｙ介しディジタルフィルタ６へ送出
される。

Ｋ（、’ｉ’Ｕ３から出力する制御信号をゲートに印加
され開閉匍Ｉｌｌされる。またトランスファーゲート２
．９．３１ｓは鋸歯状波を指定するスイッチの操作時に
ｅＰＵａから出力する１ｌｉｌ＋御信号Ｙ夫々ゲートに
直接印加ブれ、またトランス７丁が−ト３３はインバー
タ３６ケ介し印加−れ、開閉制御これる。

ＩＩ！にトランスファーゲート３４マ〜゛１３４・は上
記アント９ゲート２２−２Ｆ）出１′１ｙ１／インバー
タ２Ｉｓ。

トランス７丁ゲート３５．インバータ３７ｖ介しゲート
に夫々印加さ４．開閉制御される。

減′鉦回路４１には音階周波数コートβお工びデータＫ
（一定値）が夫々印加きれる。そしてその結果データｐ
−には乗算回路４２および除算回路４４に夫“々印加さ
れる。乗４１白路４２にはまたデータｒ（このデータｒ
框Ｏ≦ｒ≦１の４ＩＬをとり。

デユーティ比な決定するデータである）が印加され、そ
の結果データ（β−Ｋ）ｒは加減算回路４３ｖｃ印加さ
れる。この°加減１囲路４３の他端には音階周波数コー
ト°βが印加これ％また１１ｔ１１１１入力端本には上
記極性反転回路３２の出力が印加される。

そして加減算回路３２の結果データＩ±（β−Ｋ）ｒｒ
ｘゲーデー路Ｇｓに印加謬れる。なお、ｈ′−ト回路Ｇ
ｌ［矩形波および鋸歯状波を夫々指定するスイッチの操
作時にＣＰＵ３から出力する制御信号ＩＣより開閉匍制
御され、ｆたゲート回路Ｇ　ｓ　ｔ４　ＰＷＭ波を指定
するスイッチの操作時ｖｃｅＰＵ３から出力する制＠信
号により開閉１ｆｆｌ＋御される。

Ｍ電回＃４５にはシフトレジスタ１７の出力データＭお
よびデータＫが入力する。そしてその結県データＭ−に
は除算回路４４に印加される。そして除算回路４４の結
果データＣＭ−Ｋ）／（β−Ｋ）ｄトランスファーゲー
ト４６マ〜４６・を介しディジタルフィルタ６へ鋸歯状
波のデータと力かインバータ２５．トランス７アーゲー
ト３Ｓ。

インバータ３７．４１を介し印加され、開閉制御される
。

極性反転回路３２はシフトレジスタ４Ｂと、このシフト
レジスタ４８の出力側ド接続される排他的オアゲート４
９とにより構成されている。そして排他的オアゲート４
９の他の入力端にはフルアダー１５の出力端Ｃ′からの
出力がインバータ５０ケ介し印加される。また排他的オ
アゲート４９の出力はシフトレジスタ４８の入力側に帰
還される。

シフトレジスタ４８は、上述した８音のポリフォニック
シンセサイザの場合ｓ答ｔ１ビットのシフトレジス４Ｉ
Ｖ　Ｂ、段カスケード接続して成る。またフルアダー１
５の上記出力端Ｃ′からは、フルアダ−１５の結果デー
タが「５１２Ｊになったとき′″Ｈ”レベルの信号（キ
ャリー）が出力する。

次に＠４内ないしｍｌ　４図を参照じで上記笑施例の動
作をＩシ明ｆる。先ず、＠４図のタイムチャー１’＃＃
照して矩形波ケウエイプジエネレータ５により生成する
場合の動作を説明する。仁の場合千をオンし、またその
他の必要なスイッチケ夫襠操作しておく。したがって矩
形波の指定スイッチのオン操作によりＣＰＵ５はウニイ
ブジェネレータ５のゲート回路Ｑ　ｔ　、Ｑ　嘗に対し
夫々、”Ｈ”（即ち、＠１１）レベルまｒ、＝ｈ”Ｌｉ
’ｃ即ち、＠Ｏ”・）レベルの信号な出力する。このた
め以後、ゲート回路Ｇ１が開成し、且つゲート回路Ｇｓ
が閉成する。

またＵ）’Ｕｓはトランスファーゲート２６に対し１１
ａレヘル信号ヲ出力し、且つトランスファーゲ−）２９
，１１５に対し＠Ｏｎレベル信号な出力する。

この声め以後、トランスファーゲート２６が開成し、且
つトランスファーゲート２９．３５か閉成する。ｔた上
記トランスファーゲー）２９．３５カ閉成する結果、ト
ランスファーゲート３３およびトランス７丁−ゲート３
４マＮ３４・が開成し。

且つトラ゛ンスファーゲート４６マ〜４６・が閉成する
。

上記状態におりてキーボード１上のあるキーケ例えは１
個オンしｙ：場合につき以下説明する。この場合、上記
の１個の中−のオン時にｅＰＵ３ｔ！ＲＯＭ４に対し、
操作中−に応じた音階周波数コ−１’βｌ！ｇ）ｔ、ｔ
）Ｍ４から読出丁ための所定のアドレスデータを出力で
る。この結果、ＲＯＭ４から上記音階周波数コードｐが
読出づれ、ウニイブジェネレータ器に供給される。そし
てこの音階周波数コードβは開成中のゲート回路Ｇ１ｖ
介しテントゲ−）１８ｓｉ〜１８・に印加される。而し
ていまフルアダーＩＳＯ出力端子Ｃｏｕｔの出力Ｈ”ｏ
’であ０．したがってインバータ１９の出力＠ｔ’ｃよ
り上記アンドゲート１８Ｉ〜１８・は開成中である。し
たがって上記音階周波数コードＩがアント０ゲー）１８
１８〜１Ｂ＠な介しフルアダー１６０Ｂ入力端Ｈ１ｉｘ
Ｂ・に印加される。一方、このときフルアダー１５のＳ
出力端８＊ｓＮ８・がらフルアダ−１６のＡ入力端Ａ　
＋ｓ　ＮＡ　（ｌ　ヘ１６ビツトオール・０＃データが
印加これる。したがってそのときのフルアダー１６の結
果データｒＬ設定これに上記音階周波数コードβと同一
値のデータとなり、８出力端子８ｓｉｘ８・から出力で
るとシフトレジスタ１７へ入力する。そしてこのデータ
框シフトさｔ’ｔ　ｒｓのちシフトレジスタ１７から出
力するとフルアダー１５のＡ入力端Ａ　１１　”　Ａ・
へ循環人力これると共に、排他的オアゲート２０ｓ〜２
０・、インバータ２１？〜２１１へ入カイる。

ところでこの実施例の場合、各音階の音階周波数コート
°ｐの値にてべて「１０２４Ｊより大き４値として出力
される。即ち、１６ビツトデータのうち上位ｔ　ｉ　Ｎ
ｔ　ｇビットの何れかのビットには＠ｌ”のデータが必
ず含まれている。−したがって上記１個のキーオン時に
上記音階周波数コードＩか設定これ１次いでシフトレジ
スタ１７が同一値のデータを出力したと鳶、アンドゲー
ト２２−２の出力に＠４図（ｅ）に示すように必ず１０
＃レベルとなっている。したがってアンドゲート２２−
１の出力も上記テンドゲート２２−２の出力力いｏｍの
間はＩｔ！４１ＮΦ）に示すように１０”レベルとなっ
ている。

更にこのとき、インバータ５ｏの出方は第４１Ｗ（ｂ）
に示すように°ビレベル、したがって極性反転回路３２
の出力は第４図（ｄ）　Ｋ示すように１０ルベルである
。この結果、アンドゲート２２−１の１０＃レベルの信
号が排他的オアデー）２０・〜２ｏ・に供給され、シフ
トレジスタ１７の出力の下位９ビツトのデータがそのま
４ＲＯＭ２３のＡ入力端Ａ＄〜Ａ・へ印加される。また
アンドゲート２２−２の＠Ｏ”レベルの信号なインバー
タ２５により反転した１１ｍレベルの信号がオアゲート
２４・〜２４・へ印加され、シタがってオアゲート２４
・〜２４・から夫々“１’レベルの信号が出力し、排他
的オアゲート２７ｅ〜２フ・の各一端へ印加される。而
して排他的オアゲート２７・〜２７・の各他端には極性
反転回路３２の＠０＃レベルの出力か印加これている。

したがって排す的オアゲート２７・〜２７・の各出力は
でべて＠Ｉｌｌレベルの信号となる。またインバータ３
１の出力も“１″レベルである。この結果、フルアダー
３０のＡ入力端Ａ？〜Ａ・に框オール１１＃データが入
力でる。またフルアダー３０のキャリー入力端Ｃ４ｎｖ
ｃｔ４極性反転回路３２の出力（′０°信号）が入力し
ていもしたがってフルアダー３０のこのときの結果デー
タに８ビツトオ一ル＠１ｍデータとしてＳ出力端子Ｓマ
〜Ｓ・から出力し、開成中のトランス７アーゲー）３４
？〜３４・な介しディジタルフィルタ６へ送出される。

第４図（１）の波形図はこのディジタルフィルタ６へ送
出ブれる矩形波を示していへしたかってディジタルフィ
ルタ６ではＣＰＵ８の制御下に指定された倍音成分が除
去され、またその出力に対しエンベロープジェネレータ
７はエンベａ−プを付与し、操作キーの音階の楽音の生
成放音が開始される。

設定された音階周波数コードβと同−僅のデータかフル
アダー１６のＡ入力端ＡＩＩＮＡ・へ循環入力したとき
、そのＢ入力端ＢｕＮＢ・へハＣＰＵ３から出力する一
定値のデータａが１６ビツトデータとして入力して−る
。ｔ　ｒｓキャリー入力端Ｇｉｎは常時＠Ｈ”レベルに
設定されているから、フルアダー１５にこのと舞β−α
の１回目の減算動作ケ冥行し、その結果データ９８出力
端がら出力し、フルアダー１６のＡ入力端へ印加する。

な軌上式「Ｉ−α」の「−１」は第２図のα・、ｇｌ。

・・・・・・ａｌの値から「−１ＪＬ、たもの（和尚す
る。

而してこの減算動作笑行時にセフルアダー１５のキャリ
ー出力端Ｃｏｕｔの出力は＠１”レベルとなり、した六
−ってインバータ１９の出力が＠０＃と表９゜アント１
ゲート１８１〜１８・が閉成する。このためフルアダー
１６のＢ入力端への音階周波数コードｐの入力か阻止さ
れる。したがってこのときのフルアダー１６の結果デー
タはフルアダー１５の上記１［ｇｌ目の給米データと同
一であり、シフトレジスタ１７へ与える。そしてこの１
回目の結果データがシフトレジスタ１７から出力される
とフルアダー１５のＡ入力端へ循環入力する一方、排他
的オアゲー）２０−〜２Ｇ＠、イ峠パータ＝Ｘ−７〜２
１−１へ入力″′ｒも。而してこの１回目の演算後にお
けるフルアダー３０のＡ入力端、キャリー入力端Ｃ１ｎ
のデータ入力状態Ｈ１ｌｆ回と変化なく。

し、たがってディジタルフィルタ６へは８ビツトオール
１１”データが送出される。フルアダー１１゜アンドゲ
ート１８ｔ・〜１８・、フルアダー１６゜シフトレジス
タ１７で框以後、上述した１回目の減算動作と全く同様
な累積減算動作がその結果データ、即ち、シフトレジス
タ１７の出力が「１０２４」（第４図（ｆ）参照）とな
る壕で繰返される。

そしてこの闇、フルアダー３０ｎＡ入力趨、キャリー入
力端Ｃｉｎへの入力状態も変化がなく、シたがってこの
間、引き続きディジタルフィルタ６へは８ビットオール
−１°データが送出される。そして次の減算動作に４′
よってシフトレジスタ１７の出力がｊｌ　０２４」より
小となると、　ｗｔシフトレジスタ１７の出力の上位１
１〜１６ビツト目のデータがオール＠Ｏａとなったこと
ｖｃｆｉす、したがってアント０ゲート２２−２の出力
が第４図（６）に示す工りに°１”レベルへ反転する。

したかって以後、インバータ２５の出力が１１Ｏ−レベ
ルとなり、オアゲート２４６〜２４・へ入力する。

一万、シフトレジスタ１７の出力が上述したｒ１０２４
Ｊ力１らｒｓ　１２」までの累積減算輪作の間ハ核シフ
トレジスタ１７の出力の１０ビツト目のデータは“ｌ’
ｖ保持し、したがってこの間。

第４図−）に示すように引き続きアント０ゲート２２−
１の出力は１０”であり、排他的オアゲート２０１〜２
０・へ供給される。このため上記ｊ１０２４Ｊ〜ｒ５１
２Ｊの間はＲ（ＪＭ２３の人入力端へはシフトレジスタ
１７の出力の下位９ビツトデータがそのまま印加されつ
づける。また上記間は第４図（ｄ）Ｋ示すように極性反
転回路３２の出力は引き続１！−０°レベルである。

したがってシフトレジスタ１７の出力が「１０２４」以
下になりた時点１例えば［ｏｚｓＪに力った時点荀想定
すると、そのとき咳シフトレジスタ１７の出力の下位９
ビツトはオール１１ｍであり、ＲＯＭ２ＢのＡ入力端へ
印加される。したがりてＲＯＭ２３ｒＬこの９ピツトオ
ール１１１＃のアドレスデータにアドレス指定これて、
第３図に示すように７ビツトオール１ｌｉｌｌデータを
読出さｎる。この７ビツトオール１１１データはオアゲ
ート２４・〜２４・を介し排他的オアゲート２７・〜２
７・へ入力する。而して上述した工うｖｃ、排他的オア
ゲート２７・〜２７・およびフルアダー３０のキャリー
人カ端Ｃｉｎにはまだ“Ｏ°レベルの信号が入力中であ
り、したがってフルアダー３００Ａ入力端には８ビット
オールＩ１．ｔ　１１データが入力し、その結果データ
も８ビツトオール１１ｍデータとして出力し、ディジタ
ルフィルタ６へ送出寧れる。

次に１次の累積減算動作によりシフトレジスタ１７の出
力が「１０２３Ｊより更にデータ信だけ小さい値となる
と、ＦＬＯＭ２Ｂは上述した９ピツ）　＊　−ｋ　”　
ｌ　’データ（即ち、　　「ｓｘｌ　）ｚ！ｚｇだけ小
ζいアドレスデータによってアドレス指定される、した
がって籏３図からも分かるようにＲＯＭ２３からは上述
した７ビツトオール１１１データより所９［小七いデー
タ、即ち、前回より中や小さい振幅値のデータが読出謬
れ、またその振幅値のデータがフルアダー３０により極
性を反転されずそのまま出力してディジタルフィルタ６
へ送出さｆＬる。

以下、同様にしてシフトレジスタ１１の出力が各累積減
算動作によＱｇずつ小さくなってゆき。

その値がｊｓ　１２Ｊとなるまでの間はＲＯＭ２Ｂはそ
のアドレスデータが頓次、ａずつ小さくなる方向へアド
レス指定されてゆき、これに応じてその都度、前回より
小ζφ恒の振幅値データが読出これる。そしてこの間、
７Ａ−アダー３０１７）Ａ入力端およびキャリー入力端
Ｃｉｎへのデータの入力状態は上述したことと同様であ
り、これに応じてディジタルフィルタ６へに上述した順
次小さくなる振幅値データが送出される。そし５てシフ
トレジスタ１７の出力がｒ　５　ｓ　２」ｃｎト＠［ｉ
、　Ｒ（３Ｍ２３扛９ビツトオール１０”のアドレスデ
ータによって次に累積減算動作の結果データがフルアダ
ーＩＢにおいてｊｓ　１２Ｊがらｒ５１１Ｊ以下の［Ｋ
変化するとき、フルアダー１５の出力端子Ｃ′から＠ｌ
＃信号が出力し、それに応じて第４図（Ｃ）に示すよう
にインバータ５０から１発のパルス信号が出力する。そ
の結果、厚４図（ｄ）に示すように以後。

極性反転回路３２の出力が＠１″レベルに反転し。

排他的オアゲート２７・Ｎ２７・、インバータ３糺フル
アダー３０のキャリー入力端Ｇｉｎに夫々印加される。

したがってこのｊｓ　１１Ｊ以下のデータが第４図（ｆ
）　Ｋ示す如くシフトレジスタ１フから出力したとき、
その出力の上位１０〜１６ビツトはオール１０＃テータ
となり、このため丁ント°ゲート２２−１の出力が第４
図（ｂ）Ｋ示すよつに＠ｌ”レベルに質化し、排他的オ
アゲート２０−〜２０・へ印加に：・１・＾れる。一方、排他的オアゲート２０ａ〜２０・の他端Ｖ
Ｃは再び９ビツトオール″″ｌ”データが印加され、而
してその出力は９ビツトオ一ル＠Ｏｍに反転これてＲＯ
Ｍ２３のＡ入力端へ印加される。このため累積減算の結
果データが「ｓ　１１Ｊ〜「０」に、１１１次、ｇづつ
小ζく危る関はＲＯＭ２Ｂ框アドレスデータ／１ｔオー
ル１０１からオール＠’１１１へ大きくなる方向に向っ
て順次アドレス指定これることになる。またその結果読
出される振幅値データは第３図に示すように９次大きく
なるが、その振幅値データは排他的オアゲート２７・〜
２７・を介しフルアダーのＡ入力端Ａ−〜ＡＩに入力し
、またへ入力端Ａ！には＠０１信号が入力し、更ｖｃキ
ャリー入力端子Ｃ１ｎ　Ｋは”Ｉ’ｌｌｉ号が入力する
から、この間にフルアダー３０から出力するデータはＦ
ＬＯＭ２３から読出これる振幅値データの極性Ｙ反転し
πものに等しくなり、そのデータがディジタルフィルタ
６に送出される。

第４図（ｆ）　Ｋ示すようにシフトレジスタ１フ出力か
、［ｏｚ４Ｊから「０」の間では、第４図（ａ）の矩形
波の振幅は、Ｒ，０Ｍ２Ｂから読出しり１７４周期の正
弦波の波形データによりて補間される。

上述のようにして累積減算結果が「０」以下に（なると次の減算動作時にフルアダー１５のキャリー出力
端子Ｇｏｕｔから＠０″信号が出力し、この結果１アン
ドゲート１９ｓｉ〜１８・醪一時開成して音階周波数コ
ードｐがフルアダー１６のＢ入力端ａＳＳ〜Ｂ・へ印加
される。そしてフルアダー１６のＡ入力端子に与えられ
るデータと、この音階周波数コードＩが力Ｃ算され、そ
の結果データがシフトレジスター７から出力したとき、
上述したように上記データ、即ち、音階周波数コードＩ
Ｉは「１Ｏ２４」エリ大きい値であるから、上述した理
由によってこの時点がらＷＥ４図（ｂｌ、＜ｅ）Ｋ示て
如く。

アント°デー）　２２−１．２２−２１７）各出力が１
０ｍレベルへ反転する。

上述のようにして音階周波数コー）７７が再び設定され
たのちは、既に説明したようにして以後。

ｄづつの累積減算動作が笑行でれ、シフトレジスター７
の出力は、βから儒ずつ小さくカリ、「１０２４」まで
減少する。而してこの間においては。

フルアダー３０１７）Ａ入力端子Ａマ〜Ａ・へは８ビツ
トオール＠０″データが入力し、ｔたキャｌ−人力端子
Ｃｉｎへは“１＃信号が入力しているから、この間にお
、いてディジタルフィルタ６へは８ビツトオ一ルａＯｍ
データが送出される。

累積減算結果が［１０２４Ｊ以下となり、更にｊ５１２
］まで減少ｆる間は、先ず、＠４図（ｆ）に示ｆｒｘｏ
ｚ４」より小、即ち、「１０２３」以下となった時ａ工
りプンドゲート２２−２ｆｌ出力が１１１１ルベルに反
転する。したがってｊ　ｌ　０２３Ｊ〜（Ｉｓ　１２Ｊ
　）ＭＨ，フルアダー３０の出力は。

）ｔ（ＪＭ２３１１’その最大アドレス（９ビツトオー
ル＠１”データ）から最小アドレス（９ビツトオール′
０°データ）へ向けて１＠次アドレス指定し読出される
撮暢僅データの極性を反転したものと等しく々っている
。

更に、累積減算結果がｆ５１２Ｊに彦ると上述し輩よう
にフルアダー１５の出力端子ＣＩから１１＃信号が出力
し、これに応じて第４図（ｄ）に示すようなるとアンド
ゲート２２−１の出力が１１１ルベルは、フルアダー３
０の出力は、Ｒｄ、Ｍｚｓｖその最小アドレスから最大
アトルスヘ向けて１＠次アドレス指定し読出される振幅
値データと４散したデータとなり、ディジタルフィルタ
６へ送出さｔ’Ｌ％第４図（ｆ＞　Ｋ示すように、シフ
トレジスタ１７出力が［１０２４Ｊから「０」の間では
第４図（ａ）の矩形波の振幅はＲＯＭ２３からの波形デ
ータによって補間これる。そして累積減算結果が「０」
以下になると次の演算時にフルアダー１５のΦヤリー出
力端子Ｃｏｕｔから１０″信号が出力し、ツルアれる。

以上により、一周期分の矩形波を生成するための演算処
理動作が終了する。而して１ｇ４図に示した１例えばシ
フトレジスタ１丁出力がｒＯＪからｒＯＪまで変化する
演算周期（即ち、前回と今回の各皆階局波数コードＩが
夫々設定される関）ｔＴ′、サンプリング周期ｖＴ−と
すると、上記演ＸＶＳ期Ｔ′は次式（１）により表わさ
れる。

Ｔ’　＝Ｔｓ−−ムー　　　　　・・・（１）また上述
の如くして生成した矩形波の周波数ｆ・はサンプリング
周波数なｆｌとしたとき１次式（２）によりＩＰわされ
る。

ｆ・＝ｚＴ・・・・（２）２　　β 次１ＣＩＥ　５　ｒ１！Ｊ’Ｌ’参照してＰＷＭ波の生
成の場合の動作を説明でる。先ず、スイッチ部２上のＰ
ＷＭ波の指定スイッチなオンする。この結果、ゲート回
路Ｇ１か閉成し、真っゲート回路Ｇｌが開成する。ｔた
トランスファーゲート２６，３３．３４ｆ〜３４・がＨ
成し、且つトランス７丁ゲート２９゜３５．４６ｉ〜４
６・が閉成する。そして上記状態においてキーボード１
上の１個のキーゼオンするとＰＷＭ波の演算生成処理か
開始される。

いま、第Ｓ図（ｆ）に示てシフトレジスタ出力が「Ｏ」
（同図の左端にある「０」）のタイオングから説明を行
う。即ち、この時点で°は、極性反転回路３２の出力は
第５図（ｄ）に示すように゛１′″レベルであり、Ｌｒ
、：がって加減算回路４３には加算指令が与えられ、ま
た排他的オアゲート２７・〜２７・、インバータ３１．
フルアダー３（１’！キヤリー入力端子Ｃｉｎ　ｖｃ夫
＃、　”ｌ”＊−１’ｊが印加さｔｔ、、４一方、減算
回路４１は結果データβ−Ｋｇ出力して乗算回路４２に
与え、ｉた乗算回路４２は結果データ（＃−Ｋ）ｒｖ小
出力て加減算回路４３に与えている。＃！に加減算回路
４３は値果データβ十（β−Ｋ）ｒｉ−出力し、ゲート
回路Ｑｓに与えている６弦で、上記データには例えは「
１０２番」であり、またデユーティ比を決定するデータ
ｒは、０≦ｒ≦１の値ｔとる。

したがって上記１個のキーのオン時に、矩形波の生成動
作時に述べたことと同様な動作にしたかってフルアダー
１６には演算処理開始時にデータ＃十（＃−Ｋ）ｒが設
定される。そしてこの設定データβ＋（β−Ｋ）ｒから
データａ（一定値）を減算する累積減算動作が実行され
る。そしてその結果データ、即ち、シフトレジスタ１７
の出力がｒ１０２４Ｊまでａづつ減少するまでの８は。

第５図（ｂ）、　（Ｃ）、杉）、（ｅ）に夫々示す如く
、アンドゲート２２−１．インバータ５０．極性反転回
路３２゜アント０ゲート２２−２の各出力は夫Ａ　、　
＠　０１ｊ　、＋１１　ｌ１１１１１１、＠Ｑｌｌの各
レベルケ保持している。このためこの期間はル０Ｍ２３
からの読出し波形は無効とされ、フルアダー３Ｏ−ａｈ
ら出力きれディジタルフィルタ６へ送出これろデータは
８ビツトオールｍｏｗデータと立る。

累積減算の緒果データ即ちり７トレジスタ１７出力がｊ
１ｏｚ４Ｊより小となるとアンドゲート２２−２の出力
が＠１＃レベルに反転する。このため上記結果データ、
がｊｌ　０２４Ｊから［５１２Ｊら最廁アドレス方向へ
順次アドレス指定して読出これる振幅値データの極性を
反転したデータがフルアダー３０から出力し、ディジタ
ルフィルタ６結果データが［５１２Ｊになると、極性反
転回路３２の出力が＠５図（ｄ）　Ｋ示す如ぐ１ｏ”レ
ベルへ反転し、加減算回路４３へ減算指令が与えられ。

また排他的オアゲート２７１〜２７・、インバータ３１
．フルアダー３０のキャリー入力端子ｃｉｎＫ１０１信
号が印加される。また上記結果データがｊ５１１Ｊ以下
になると第５図の）に示す如く、アンドゲート２２−１
の出方が＠ｔｌｌレベルに反転する。このため＊呆デー
タがｒｓ　１１ＪからｒＯＪ壕で変化するまでの１バフ
ルアダー３０の出方ｉ、ＲＵＭ２３Ｑその最小アト９レ
スがら最大アトルス方向へ向けてアドレス指定して読出
される振幅値データがそのまま出方し、ディジタルフィ
ルタ６へ送出される。

そして、＠５図（ｆ）に示すように結果データか「・０
」以下となると１次の減算動作時１１（フルアダー１６
に対し、デー１１ｊ−（＃−Ｋ）ｒが設定される。なお
、第５図（ｂ）、　（ｅ）に夫々示すように、結果デー
タか「Ｏ」以下となるときアンドゲート２２−１．２２
−２の各出力が＠０＃レベルへ反転する。

上記データβ−（β−Ｋ）ｒがフルアダー１６に設定さ
れると再びａづつの減算動作が開始される。

そしてその結檗データがｊｌ　Ｏ２４Ｊに減少する′中
での間はフルアダー３０の出力Ｈ８ビットオール１ピデ
ータを保持される。そして、第５図（ｆ）Ｋ示すように
結果データがｊ１０２４Ｊより小となると丁ント°ゲー
ト２２−２の出力が第５図（ｅ）に示すよりＩＣ’″ｌ
ルベルに反転する。したがって結果データか「５１２Ｊ
まで減少する間は、フルアダー３０の出力はＲＯＭ２３
ｔ−最大アドレスから最小アト°レスへ向けて丁ドレス
して読出される振幅値データと同一データとなり、ディ
ジタルフィルタ６へ送出する。

次に、結果データが［５１２Ｊより小となり。

＠＃／Ｃｒ０Ｊ　ｉｆ減少−ｆ６１ｖｌＨ，アンドゲー
ト２２−１．極性反転回路３２の各出力が共に＠１″レ
ベルに反転して保持される。したがってこの闇のフルア
ダ−３０の出力は、几ＯＭは、Ｒ，０Ｍ２８を最小アド
レスから最大アドレスへ向けてアドレスし読出さｔＬる
振幅値データの極性を反転したデータとなり、ディジタ
ルフィルタ６へ送出される。

以上でＰＷＭ波の１周期の演算処理動作を終り、以下は
上述したことの磯返しである。そしてその周波数ｆｍは
矩形波の場合と同一であり１式（２）によ０表わこれる
。

次に第６図を参照して鋸歯状波の場合につき説明する。

先ず、スイッチ部２上の鋸歯状波の指定スイッチなオン
する。この結果、ゲート回路Ｇｌが開成し、且つゲート
回路Ｇ會が閉成する。′ｔたトランスファーデー）２９
．３５が開成し、且つトランス７丁−ゲート２６．３３
が閉成する。そして上記状態においてキーボード！上の
１個のキーヲオンすると鋸歯状波生成のための演算処理
か開始でる。

いま、第６図６）に示すシフトレジスタ１７出力が「０
」（同図の左熾にあるｒＯＪのタイギングから説明？行
う。この時点で音階周波数コート°Ｉかフルアダー１６
に設定される。したがって仁の音階周波数コードｐめ一
シフトレジスタ１丁から次いで出力でると、該コードＩ
はｊ１０２４Ｊより大きｉデータであるからＳ第６図−
＞、　（Ｃ）に夫々示すよりに１テンドゲート２２−１
，２２−２の各出力に共に“０”レベルへ反転する。そ
してアンドゲート２２−２の出力がＩＩ　ＯＩＩとなっ
たためにインバータ３７の出力がｗ　（１＊、インバー
タ４７の出力が１！”となり、これに応じてトランスフ
ァーゲート３４マ〜３４・が閉成し、且つトランスファ
ーゲート４６マ〜４６・か開成する。壇たフルアダー１
５．１６．シフトレジスタ１７．アントゲ−）　１１１
　ｔ＠〜１８・では上記音ｌ５１ｗ４波数コーｖＩから
データー（一定値）を減算する累積減算動作が開始する
。そしてその累積減算動作の結果データがｊ１０２４Ｊ
の値に減少するまでの間は上記アンドゲート２２−２の
出力状態ｒｊ質化しないため。

ディジタルフィルタ６へ框除算回路４４の出力が開成中
のトランスフ丁−ゲート４６１〜４６・を介し送出され
る。而して除算回路４４の入力端子ＡＫＨ減算回路４５
の出力データＭ−Ｋか入力し。

まに入力憎子Ｂには減算回路４１の出力データ一−Ｋが
夫々印加これている。したがって除算回路の出力データ
Ｈ′は次式（３）にょ９−ゎこれる。

蚊で１Ｍはシフトレジスタ１７の出力、Ｋｄ−宇値であ
り、この実施例では「１０２４Ｊ、Ｈは最大振幅値であ
り、この実施例でＩｄ　ｒ２５６Ｊである。したがって
式（３）は次式（４）　Ｋ　ｍｌきかえることがヤきる
。

式（４）からも分かるようｖｃ、シフトレジスタ１丁の
出力Ｍ、ＩＯち、累積減算の結果データが「ｌ。

２４」となると、ディジタルフィルタ６へ送出これるデ
ータはｒＯＪとなる。そして第６図員に水量ように結果
データが［１Ｇ２４Ｊ以下となるとアントゲ−）２２−
２の出力が第６図（Ｃ）に示すよ’５　Ｔｉｃ　＠１　
’　Ｌ／　ヘルに反□・転する。したがってトランスフ
ァーゲート３４マ〜３４・が開成し、且つトランス７ア
ーゲート４６！〜４６・が閉成する。そして上記結果デ
ータがｆＳ　１２Ｊに減少するまでの間ハアンドデー）
２２−１の出力ｒｚ＠ｏ”レベル？保持これるためイン
バータ２８の出力′″１”が開成中のトランスファーゲ
ート２９ｖ介し排他的オアゲート２７・〜２７・、イン
バータ３１．フルアダー３０のキャリー入力端子Ｃ１ｎ
　Ｋ夫々印加される。即ち、結果データがｒ１０２３Ｊ
〜「５１２Ｊ　の＠ｔａ、ＲＯＭ２ＢＶｌｌ高アドレス
カら最小アト０レスへ向けて噸次アドレス指定し読出さ
れる振幅値データの極性ケ反転したデータがフルアダー
３０から出力し、トランスファーゲート３４マ〜３４・
Ｖ介しディジタルフィルタ６へ送出すｔ’Ｌる。

結果データがｊ５１２Ｊより小さくなると第６図店）に
示すようにア／ト°ゲート２２−１の出力ｔ′１″レベ
ルに反転する。したがってその“１″信号が排他的オア
ゲート２０６〜２０・に印加これて以後、ＲＯＭ２Ｂが
最小アドレスから最大アドレスへ向けてアドレス指定ブ
れる一方、インバータ２Ｂの出力′″Ｏａが排他的オア
ゲート２７・〜２７・。

インバータ３１．フルアダー３０のキャリー入力端子Ｃ
ｉｎ　Ｋ夫々印加される。このため「５１１Ｊ〜「Ｏ」
の間ハ、ディジタルフィルタ６へｌ）ａｔ）Ｍ２Ｓから
読出京れる振幅値データがそのまま送出これる。そして
次に再びフルアダー１６に音階周波数フードβか設定さ
れる。

以上で鋸歯状波生成の一局期の動作を終る。そしてその
周波数ｆ＠框次式（５）Ｋより表わこれる。

ｆ　４　＝ｆ　ｓ・□　　　　　　・・φ（５）β 即ち、（５）式から理解ζガるように、鋸歯状波の場合
は、矩形波あるいｒＬＰＷＭ波の場合と異なり音階周波
数コード＃ｔ２倍とする必要がある。

以上説明した矩形波、ＰＷＭ波、鋸歯状波の生成動作に
おφて＊＊　＋＄ボーボード上のキーが１個だけオンさ
れた場合につき説明したか、この実施例で框ミュージッ
クシンセサイザを８音のポリフォニック用としたがら、
最大８個までの中−か同時にオン謬れた場合においても
、第１図および第２図の各回路は８チヤンネルの時分割
処理動作によりて６浄−に対する上記基本波な同時生成
することかできるが、その詳細説明は省略する。

第７図力いし＠９図は、上記実施例によって生成された
鋸歯状波の倍音成分の構成を実験データＶＣもとづｉｋ
３つの周波数について示したものである。而して何れの
場合もサンプリング周波数ｆｓは５４ＫＨｚである。

＠７図において、この鋸歯状波の基音の周波数は、同―
（ａ）　Ｋ示すようにｇ＝＝＊１３３１．＃ｘ２４０６
４Ｇ、ｆ−ｍ６４ＫＨＩＶ上記式（５）ニ代入シテ得ら
れる２２１．０１１Ｈｚである。第７図−）から分かる
ように、サンプリング定理による折り返し歪（ニアリジ
ング）が発生する周波数（ｆｓ／２、＝３２ＫＨり［１
４１５次の倍音成分に対応している。そして１次〜１４
４次までの基音１倍音の各レベルは共に１４５次以上の
各倍音のレベルより高く、良好なものとなっている。ま
た図示の如（，１７６次付近と２９３次付近とに各゛倍
音成分か発生しなりディップか生じている。

ｍ８図ｒ１Ｍ７図と異なる周波数の鋸歯状波の倍音構成
の場合を示すもので、開−（ａ）　Ｋ示すようにｇ　＝
　８３１　、ＩＩ　＝　１２０３２０　、　ｆ　ｍ　−
６４ＫＨＩｔ式（５）Ｋ代入して得られる周波数４４２
．０２８ｇの鋸歯状波を示す、同５（ｂ）から分かるよ
うに７３次以上の倍音のレベルエリ大である。まｙ：８
８久１４６次付近の２個所にディップが生じている。

第９図ｔ！、ｌＥＴ図、第８図と異なる周波数の鋸歯状
波の倍音構成な示す。その周波数は、同Ｎ　（ａ）に示
すようにｇ＝８３１．β＝６０１６０．　　ｆ　−＝ａ
ｉＫＨｚｙ式（５）ニ代入シテ得らｔ’Ｌる８８４．０
４Ｈｚである。そしてｆｆ１１ＶΦ）Ｋ示すように３７
次の倍音の周波数かａｚＫ）ＩｚｆＣ略相尚し和尚る。

また１次〜３６次の基音１倍音の各レベルはこの場合も
３７次以上の各倍音のレベルより大である。

また同様ｌＩｃ４４次、７２次に夫々ディップか発生す
る。

第７図〜蘂９図に倍音関係にある３種類の周波　−数を
示したが、各周波数の鋸歯状波ともＲＯＭＨにより補間
した期間（演算期間）ｔ’ｒ１０２４Ｊの一定値とした
ために周波数が異っても倍音構成（スペクトル）の特性
が一定であり、各周波ａＣおいて２個所づつ発生するデ
ィップの発生局波数は周波数に関係なくほぼ一定となっ
てφる（即ち。

３８８９）、ｓＨｇと６４．５ＫＨｇ付近）。面シテこ
のことは上述しに周波数以外の周波数について４同様で
ある。

第１０図々いし第１２図は、上述の鋸歯状波で示した３
種類の周波数２２１．０１１Ｈ！。

４４２．０２１Ｈ！、８８４．０４２Ｈ！＋７）矩形波
の各倍音構成ケ示している。したがってこの場合も同図
（ａ）　Ｋ示すようＫｇ＝８３１．　＃＝２４０６４０
また框β＝１２０３２’Ｏまたはβ”６０１６Ｇ。

ｆｓ＝６４ＫＨｚ、更に補間の演算期間ハ「１０が得ら
れる。またＰ　Ｗ　Ｍ　＠　Ｋついては矩形波と同様で
あることは勿論である０以上がら分かるように、補間部分の巾（演算期間）を音
階周波数に関係なく一定とすれば全ての音階周波ａｖｃ
お−て一定の周波数での帯域制限された、波形が簡単に
得られる。

第１３図および第１４−は同一周波数の２つの鋸歯状波
において、上述した補間の演算期間を異らせた場合の倍
音構成の変化について説明するものである。即ち、＠１
３図は、同図（ａ）　Ｗｃｒ示、４−を如くｇ＝５　４
　３　　、　　＃＝７　８．５　９　２　　、　　ｆ　
　ｓ＝６　４ＫＨｊｌｌケ式（５）に代入してその周波
数？４４２．２Ｈｚとし。

また補間の、演算期間ｖ（１０！４Ｊとしたものであり
、他方、ＪＪＩＩ１１４図は、同図（Ｉｔ）に示す如（
ｇ。

β、ｆｌｔ！同一で、あり、且つ補間の演算期間ｖ２倍
のｊ２０４８Ｊとしたものである。即ち、ＣＰＵ３から
データにの僅な変、更して与えることによって実現出来
る。而して第１３図−）と第１４図（ｂ）とを比較して
みると１倍音成分のレベル、が両者では異ることが明白
である。・即ち、補間０演算期間ケ単に異らせるだけで
同一発音周波数の楽音の音色が異るフィルタ効果を得る
ことができることになる。なお、・第８因と第１３図の
共に周波数が　、４４２Ｈ−１＋７）＠ｉ歯状波の倍音
構成な比較すると。

サンプリング周波数ｆ１および補間の演ｇ期間か同−で
あっても、設定するｇ、７１の６値が相違、されは倍音
構成が変化することが分かる。

なお、上記実施例では基本波な矩形波、ＰＷＭ波、鋸歯
状波の３種類としたが、三角波、傾斜波等、他の基本波
を利用することかできる。また基本波の振幅レベルが急
変する個所の補間を正弦波により行ったが、２次関数、
３次関数、指数関数。

三角関数等、他の関数曲線を利用してもよい。また上記
実施例ではＲＯＭ２１に１／４周期の正弦波を記憶した
が、ＩＷＪ期あるいは１／２周期の正弦波であって龜よ
い。更に上記実施例では初期値β？フルアダーに設定後
、一定値ｇ％−順次減算する累積減算動作ケ行ったが、
初期１声の設定後一定［ｇ　Ｖ順次加算する累積加算動
作Ｙ実行し、上記実施例同様な基本波を得る演算処理な
行ってもよく、基本波の音階を決定する演算回路は種々
変更出来る。またこの発明は２エージツクシンセサイザ
に限らず、その他の電・子楽器にも利用できること框勿
論であり１本発明の主旨を逸脱しなｉ範囲内で檀々変形
応用可能である。

この発明は以上説明したように、ディジタル回路な用い
た演算処理によって矩形波等の各檀基本波の生成？行う
ようにした電子楽普のウェーブジェネレータを提供した
から、波形を記憶したＲＯＭ！用いる必要がなく、この
ため低周波数にお−でも充分な高次倍音を含む基本波を
生成でき、またそのためにハードのＩＩＩ成が厖大とな
ることが全くなく、シかもディジタル回路の時分割処理
を利用てれはポリフォニックの電子楽器？容易に実現で
きる利点がある。また基本波の振幅レベルが急変する個
所の波形生成ｖ２次関数等の関数曲線な用いて補間丁れ
ば、サンプリング定理にもとづく折り返し歪を容易に低
減でき、その場合、補間部分の巾（演算期間）を音階周
波数に関係なく一定とでれば全ての音階・周波数におい
て一定の周波数ヒでの帯域制限され蕾洩形が得られ、他方、上記補間部分
の巾な可変とてれは容易にフィルタ効果が得られる等の
利点もある。

【図面の簡単な説明】

＠１図はこの発明の一実施例によるミニ−シックシンセ
サイザのシステム図、第２図はウニイブジェネレータ５
の具体的回路図、第３図ＷＲＩＯＭ２３の妃憧波形図、
１に４図は矩形波の生成動作を説明するタイムチャート
、第５□はＰＷＭ波の生成動作を説明するタイムチャー
ト、第６図は鋸歯状波の生成動作を説明するタイムチャ
ート、第７図ないし第９図は３つの同波数の鋸歯状波Ｔ
Ｉｃおける倍音構成を示す図、第１０図ないし第１２図
は３つの周波数の矩形波における倍音構成を示す図。第１３図および第１４図は補間部分の演算期間を相異ζ
せた場合の向−音階周波数にかける鋸歯状波の各倍音構
成Ｙ示す図である。１・・・キーボード、　　２…スイッチ部、　　３軸・
ＣＰＵ、　　４・・・ＲＯＭ、　　ｓ・・・ウニイブジ
ェネレータ、　　６・・・ディジタルフィルタ、　　７
・・・エンベロープジェネレータ、　８川ディジタル／
アナログ変換器、　１５，１６，３．０・・・フルアダ
ー。１７・・・シフトレジスタ＋ｉ　　　１８ｔｉ〜１８・
・・・アンドゲート、　　２０・〜２０・１２７・〜２
７・・・・排他的オアゲート、　　２１−７’−２４−
１・・・インバータ、　２２−６〜２２−１・・・アン
ドゲート。２３・・・几ＯＭ、　　２４−〜２４・・・・オアゲー
ト。２６、２Ｇ、　　参噂喝　ｓａ、ｓｓ、’ｓ、、ｔｔ〜
３４　ｅ４６マ〜４６・・・・トランス７アーゲー）、
　　　３１・・・インバータ、　３２・・・極性反転回
路、　４里。４５・・・減算回路、　４２・・・乗算回路、　４３・
・・加減痺回路、　４４・・・除算回路、　　Ｇ＊、Ｑ
ｓ・・・ゲート回路。特許出紬人カシオ計算機株式会社

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　　音階周波数に対応する周波数情報な加算ある
いは減算あるいはその組合せ演算を実行し、音階周波数
な決定する演算手段と、この演算手段の複数ビット出力
なゲート制御ある−は演算制御して矩形波等の基本波を
得る制御回路手段とを具備し。基本波を記憶した記情手段を用いることなく上記基本波
を得るようにしたこと′％：ｑ！！Ｉ徴とでる電子楽器
のウェーブジェネレータ。
（２）上記電子楽器のウェーブシネレータは、上記基本
波の振幅レベルか急変する個所ｖ２次関数等の関数曲線
により補間する補間手段？更に具備したこと１１’＊徴
とする特許請求の範囲第１項記載の電子楽器のウェーブ
ジェネレータ。
（３）　　上記補間手段に、正弦波を記憶した凡（ＪＭ
ｙ有し、上記補間な正弦波ｖｃｘｖ行うことｔ特徴とジ
ェネレータ。
（４）上記補間手段は、上記関数曲線によｑ補間する期
間を音階同波数によらず一定としたことｔ＃Ｉ徴とする
特許請求の範囲第２項あるいく第３項記載の電子楽器の
ウェーブジェネレータ。
（５）上記補間手段に、上記関数ｄＩＩ＠により補間す
る期間を可変制御可能としたことを特徴とする特許請求
の範囲第２Ｊｌあるいは第３項記載の電子楽器のウェー
ブジェネレータ。