JPH11509708A - 受信機、復調器および復調方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 所定の位相分解を有する量子化位相信号が、位相レベル通過時点で生成されるパルスからデータを再構成する位相感応復調器に供給されるマルチブランチおよび補間クアドラチュア受信機が知られている。受け入れられないデータの乱れを避けるために位相分解は適正でなければならない。このようにして、公知の受信機は、複雑であり、および／または、電力消費に関して不十分である。非常に正確で電力消費を低減するクアドラチュア受信機を提案する。このため、そのクアドラチュア受信機において、データ信号再構成時点は、反対極性の順次の復調パルス間の所定時点に設定され、データはこれらの時点で出力される。所定時点は、用いられている復調方法および／または送信パラメータに従って選択される。

Description

【発明の詳細な説明】 受信機、復調器および復調方法 本発明は、受信機で生成された量子化中間周波数位相信号からパルスを生成す る手段と、そのパルスから再構成ベースバンド信号を生成するベースバンド信号 生成手段とよりなり、位相および／または周波数変調信号を復調する復調器を備 えた復調器を備えるクアドラチュア受信機に関する。 本発明は、更に、復調器および復調方法に関する。このような受信機は、携帯 電話機、コードレス電話機、または、ポケットベル等である。 この種のクアドラチュア受信機は、英国特許出願No.2 286 950により知られて いる。ここでは、中間位相信号を、中間周波数クアドラチュア信号をハードリミ ッティングすることにより量子化するクアドラチュア受信機が説明されている。 このような受信機は、受信したデータ信号を適切に復調するために、量子化位相 信号の受信データビット毎のベクトル回転に鑑みて十分な位相分解を有する必要 がある。この英国出願において、適正な位相分解は、同位相および直角位相の信 号軸に対し中間の付加的軸を発生させることにより、例えば、比率計的結合機に より達成される。量子化位相信号は、量子化位相信号から一連の正および負のパ ルスを形成し、その一連パルスをローパスフィルタに供給し、また、フィルタさ れた一連パルスをハードリミッティングすることにより復調される。公知の受信 機では位相信号における量子化ステップが減少するという事実に関わらず、この ような受信機においては、未だ、不正確なデータ検出を生じさせるかなりのデー タジッタが存在し得る。 本発明の目的は、安価で、かつ、消費電力の低減された非常に正確なクアドラ チュア受信機を提供することである。 このため、本発明のクアドラチュア受信機は、２つの続くパルスが異なる極性 を有するかを判別し、もしそうであれば、２つの連続するパルスの間の所定の再 構成時点で、再構成ベースバンド信号変遷を生じさせるベースバンド信号発生手 段が配設されていることを特徴とする。本発明は、量子化された位相信号は、ベ ースバンド信号遷移近辺で決定的な特性を有すること、および、量子化レベルが 互いに適当に離れている場合は、ベースバンド信号遷移は量子化された位相信号 の最も近い２つの遷移の間に位置することに基づいている。 本発明のクアドラチュア受信機の実施例において、再構成時点は、その時点が 用いられている変調方法に理想的に適合するように、信号の変調に用いられてい る変調方法に依存して決定される。このようにして、データジッタは見かけ上除 去され得る。変調方法としてＦＳＫ（周波数偏移変調）が適用される場合は、最 も適当な距離の選択は、２つの続くパルスの中間である。オフセットＦＳＫが適 用される場合は、パルスまでの距離はオフセットの機能として選択される。そし て、ＧＭＳＫ（ガウス最小偏移変調）が適用される場合は、その距離は、ＧＭＳ Ｋ変調の、いわゆるＢＴ−積（Ｂは変調フィルタのバンド幅、Ｔはビット期間） に応じて選択される。マルチレベル偏移変調のために、その距離は送信パラメー タおよび再構成データの関数として選択されることができ、また、復調器は、そ の距離が１ ビット内に適合するように適合化され得る。 本発明のクアドラチュア受信機の実施例において、中間周波数位相信号からパ ルスを生成する手段は、入力がクアドラチュアブランチに結合され、出力がパル スを供給する合成器に結合される対の交差結合微分（cross-coupled differntia ting）手段よりなる。ここで、パルスを生成するための簡単な手段が設けられて いる。前記英国出願No.2286 950 に説明されている如き公知の受信機において、 正および負パルスは状態比較手段により生成される。このような解 決は、本発明のような再構成方法との組み合わせにおいては適正に機能しない。 それは、非同調論理モードで具体化されると、本発明の再構成方法の性能を悪化 させる欠陥が生成され、それが同期またはクロックモードで具体化されると、ク ロックモードで使用されるクロックがデータ信号と同期せず、また、ジッタと相 関しないという事実により最早や除去することのできないデータの乱れを引き起 こすからである。従って、複数状態を用いない本発明のパルス発生手段は、非常 に有利に本発明の再構成方法と協働する。 本発明のクアドラチュア受信機の実施例において、受信機は、クアドラチュア 受信Ｉ信号およびＱ信号から補間信号を形成する補間ネットワークを備えている 。 好ましい実施例において、中間周波数はいわゆるゼロＩＦ周波数である。より 一般的には、中間周波数は、正および負パルスが形成されるように低いＩＦであ るべきである。 以下、添付図面を参照して、例を用いて、本発明を説明する。 図１は本発明のクアドラチュア受信機のブロック図を示す。 図２は本発明の受信機の第１周波数遍降変換器を示す。 図３は本発明の受信機の第２周波数遍降変換器を示す。 図４は本発明のベースバンド信号再構成のタイミング図を示す。 図５Ａは本発明の復調器内部でパルスを発生させるためのパルス計数装置を示 す。 図５Ｂは本発明の信号再構成の第１実施例を示す。 図６は第１実施例の動作を示すタイミング図を示す。 図７は本発明の信号再構成の第２実施例のフローチャートを示す。 これらの図において、同一部分には同一の符号が用いられる。 図１は、ＲＦ信号受信用のアンテナ２に結合された本発明のクアドラチュア受 信機１のブロック図を示す。クアドラチュア受信機１は、制限中間周波数LIF1,L IF2,LIF3およびLIF4で表される量子化中 間周波数位相信号を形成するために、リミッタ５、６、７および８により量子化 される、中間周波数位相信号を形成する中間周波数信号IF1,IF2,IF3 およびIF4 にＲＦ信号を、遍降変換する遍降変換器４に結合される低ノイズＲＦ増幅器３を 備えている。量子化中間周波数位相信号は、前記英国特許出願No.2 286 950の図 ４に示される直角状態図で表すことができる。周波数遍降変換器４は、所望数の 中間状態、位相分解を決定する位相状態の数を形成するように配設され得る。受 信機１は、更に、周波数遍降変換器４に結合された局部発振器９と、再構成ベー スバンド信号ＤＴＡおよびベースバンドデータ信号を提供する位相感応復調器１ ０とを備えている。 図２は、本発明の受信機１内の周波数遍降変換器４の第１実施例を示す。遍降 変換器４は、局所発振器９によって生成される、例えば０、４５、９０および１ ３５度の適正な位相φ₁,φ₂,φ₃およびφ₄を伴う発振信号を用いて、ＲＦ信号Ｒ Ｆを混合して遍降するミキサ２０，２１，２２および２３よりなる。周波数遍降 変換器４は、更に、フィルタ２４，２５，２６および２７を備えている。位相分 解能はミキサを追加することにより向上させ得る。このような周波数遍降変換器 ４は、カトリーケユニバーシティルーベン（Katholieke Universiteit Leuven） 、１９９３年、４月６〜８日、アナログ回路設計に関するアンバンス研究集会の 会報、M.D.Parden“A Fully integrated 1V/100 μA high bitrate C-FSK recei ver”１５頁に、より詳細に説明されている。 図３は、直角信号ＩおよびＱを供給する本発明の受信機１の周波数遍降変換器 ４の第２の好適な実施例を示す。周波数遍降変換器４は、信号IF2 およびIF4 を 信号ＩおよびＱの補間信号として形成する補間ネットワークを備えている。補間 ネットワークは、ＩブランチとＱブランチとの間に結合され、そのタップに信号 IF2 が供給される抵抗３０および３１の直列接続、および、ＩブランチとＱブラ ンチとの間に結合され、そのタップに信号IF4 が供給される抵抗３ ２および３３の直列接続を備えている。抵抗３３は、インバータ３４を介してＩ ブランチに結合される。 図４は、時間ｔの関数として本発明のベースバンド信号再構成のタイミング図 を示す。クアドラチュア受信機１に送信されるべき、および、受信されるべきベ ースバンドデータ信号ＴＤＴＡが示される。信号ＴＤＴＡは、符号期間Ｔを有す る第１論理レベル“１”と第２論理レベル“０”のデータを表している。本発明 によれば、受信機１は、信号LIF1,LIF2,LIF3およびLIF4により形成される複合限 界中間周波数の位相信号φからの周波数下降変換後に、受信信号ＲＦから再構成 データ信号ＤＴＡを決定する。与えられた例において、位相信号φは、４つの信 号ＩＦ１〜ＩＦ４の位相情報を表す。５つの位相量子化レベルＬＥ１，ＬＥ２， ＬＥ３，ＬＥ４およびＬＥ５が区別される。一般に、量子化レベルの数は、検出 されるべきデータに依存する。復調器１０において、それぞれの正および負のパ ルスＰＰ１，ＰＰ２，ＰＰ３，ＰＰ４，ＰＰ５およびＰＰ６、および、ＮＰ１， ＮＰ２，ＮＰ３，ＮＰ４，ＮＰ５およびＮＰ６は、図示のように、与えられた例 においては、ＰＰ１，ＮＰ１，ＰＰ２，ＰＰ３，ＮＰ２，ＮＰ３，ＰＰ４，ＮＰ ４，ＮＰ５，ＰＰ５，ＮＰ６およびＰＰ６の順で位相信号Φから発生される。正 の傾斜を有する位相信号φが量子化レベルを通過する各時間には、正パルスが生 成され、また、負の傾斜を有する位相信号φが量子化レベルを通過する各時間に は、負パルスが生成される。見かけ上完全な再構成のため、本発明は、送信ベー スバンド信号ＴＤＴＡの遷移の近辺に、位相関数の決定的特性を用いている。再 構成の時点が、極性が反対の２つの続くパルスの間の所定の時点ｔ_tに選択され ると、データ信号ＴＤＴＡの非常に良好な再構成が達成され得る。所定の時点は 、変調方法に応じて選択される。より一般的には、所定の時点は、送信機パラメ ータと再構成データの関数である。ＦＳＫ変調の場合、所定の時点は実質的に２ つのパルスの中間であり、オフセットＦＳＫ変 調の場合、所定の時点はＦＳＫオフセットで重み付けされ、また、ＧＭＳＫ変調 の場合は、所定の時点から続く対向パルスまでの距離はＧＭＳＫ変調信号のＢＴ 積の関数である。オフセットＦＳＫ変調の場合において、所定時点ｔ_tを重み付 けするための重み付け要素εは次のように決定される。ε＝［２Ｔ−（ｔ_c−ｔ_a ）］／（ｔ_c−ｔ_a）、ここで、ｔ_a,ｔ_b,ｔ_cは、続く正パルス、負パルスおよび 正パルスの各時点である。このため、所定時点ｔ_t＝［（ｔ_a＋ｔ_b）／２］＋０ ．５ε（ｔ_a−ｔ_b）となる。更に、オフセットＦＳＫでは、“０”および“１” データの周波数オフセットにおける周波数差がε／２πとなる。与えられた例で は、効果的な量子化レベルを仮定して、再構成の時点が２つの続く逆パルス、す なわち、パルスＰＰ１とＮＰ１、ＮＰ１とＰＰ２、ＰＰ３とＮＰ２、ＮＰ３とＰ Ｐ４、ＮＰ１、ＮＰ５とＰＰ５、ＮＰ６とＲＰ６の中間となるように、ＦＳＫ変 調が適用される。再構成に必要な量子化レベルの数は、符号期間Ｔ内における最 小位相偏差の関数である。再構成データ信号ＤＴＡとは別に、パルスが発生する 時点でパルス内に含まれる情報を用いる不完全再構成方法の結果である不完全再 構成データ信号ＩＭＰが示される。信号ＤＴＡがベースバンド信号ＴＤＴＡの正 確な複製であるのに対して、信号ＩＭＰはその正確な複製ではない。 図５Ａは、本発明の復調器１０内でパルスを発生するためのパルス計数装置５ ０を示す。パルス計数装置５０は、電圧微分器５１、５２、５３および５４、乗 算器５５、５６、５７および５８、インバータ５９、および、加算器６０を備え ている。制限中間周波数信号LIF1,LIF2,LIF3およびLIF4は、それぞれの出力側が 乗算器５５、５６、５７および５８の第１入力６１、６２、６３および６４のそ れぞれに結合された電圧微分器５１、５２、５３および５４に、それぞれ供給さ れる。電圧微分器５１、５２、５３および５４の入力６５，６６，６７および６ ８は、入力６５が入力７０に、入力６６ が入力７１に、入力６７が入力７２に、入力６８がインバータ５９を介して入力 ６９に結合されるように、乗算器５５、５６、５７、５８のそれぞれの第２入力 ６９、７０、７１および７２に結合される。出力７３、７４、７５および７６の 出力信号は、加算器６０の入力に供給される。このようにして、内部でパルスＰ Ｐ１，ＮＰ１，．．を生成する位相感応復調器が達成される。復調器１０は、更 に、正方向および負方向パルスの流れＰＰ１，ＮＰ１，．．．を、正および負の パルスの流れＰＰ１，ＰＰ２，．．．およびＮＰ１，ＮＰ２，．．．の別の流れ に分離するパルス分離器６１を備えている。図示されたパルス計数復調器５０に 代えて、上述した正および負のパルスを提供する他の適当な復調器を用いること ができる。 図５Ｂは、復調器１０の中に、パルスＰＰ１，ＮＰ１，．．．から再構成ベー スバンド信号ＤＴＡを生成するベースバンド信号生成手段８０を備える本発明の 信号再構成の第１実施例を示す。本実施例において、次の条件が満たされる場合 は、大きなメモリを必要とすることなく、完全な再構成を達成することができる ：すなわち、Ｘ／２＜π／ｎ＜Ｘ、ここで、Ｘは符号期間Ｔ内の最小位相偏差で あり、ｎは位相量子化レベルの数である。このようにして、再構成の遅延は小さ く維持され、大きなメモリは必要とされない。そうでない場合、正または負のパ ルスが非常に、例えば、２つの符号期間を容易に超える距離離れている場合に、 正または負のパルスのパルス回数を記憶するために大きなメモリが必要とされる 。ベースバンド信号発生手段８０において、各電圧Ｖ₁およびＶ₂は、正および負 のパルスから生成され、ここから、ＦＳＫ変調の場合において２つの続く逆のパ ルス間の時間の半分である所望の可変遅延時間に比例する電圧Ｖ₃およびＶ₄が生 成される。このため、正および負のパルスは、コンデンサ８３および８４と並列 なスイッチ８１および８２のそれぞれを制御する。スイッチ８１および８２が開 いている場合は、電流源８５および８６により生成された電流がコンデンサ ８３および８４を通って流れる。電圧Ｖ₃およびＶ₄は、コンデンサ８３および８ ４で電圧Ｖ₁およびＶ₂を検出する増幅器８９および９０のそれぞれを介して、ま た、正および負のパルスにより制御されるスイッチ９１および９２を介して、コ ンデンサ８３および８４に結合されたコンデンサ８７および８８に亘って形成さ れる。スイッチ９１および９２を制御するため、正のパルスＰＰ１，．．．はＳ Ｒフリップフロップ９４のセット入力９３に供給され、負のパルスＮＰ１，．． ．はＳＲフリップフ ロップ９４のリセット入力９５に供給される。ＳＲフリッ プフロップ９４の出力９６は、電圧微分器９７を介してスイッチ９２を制御する ための制御信号ＣＴ１を提供する。また、ＳＲフリップフロップ９４の反転出力 ９８は電圧微分器９９を介してスイッチ９１を制御する制御信号ＣＴ２を供給す る。事実、不完全再構成信号ＩＭＰはＳＲフリップフロップ９４の出力９６にお いて得られ、その信号ＩＭＰおよびその反転信号は、ＩＭＰ信号のデータ遷移に おいて開始し、また、時間と共に増加する電圧Ｖ₅およびＶ₆を生成するために用 いられる。これは、セット入力１０２および１０３のそれぞれに制御信号ＣＴ１ およびＣＴ２が供給され、また、出力１０４および１０５のそれぞれが、コンデ ンサ１０８および１０９に併設されるスイッチ１０６および１０７を制御するＳ Ｒフリップフロップ１００および１０１で形成され、電圧Ｖ₁およびＶ₂の生成用 のものに似た切り換えられる電流源に、電圧微分ん９７，９９を結合することで 達成される。スイッチ１０６および１０７が開くと、コンデンサ１０８および１ ０９が負荷モードに切り換わり、負荷電流のそれぞれが電流源１１０および１１ １により供給される。電圧Ｖ₇およびＶ₈を、それぞれ、電圧Ｖ₃およびＶ₅および 負の基準電圧Ｖ_refから、および、電圧Ｖ₄およびＶ₆および負の基準電圧Ｖ_refか ら形成するために、リミッタ１１４および１１５に結合される加算器１１２およ び１１３が設けられている。電圧Ｖ₇およびＶ₈のゼロ交差時点は、完全再 構成を得るために再構成ベースバンド信号ＤＴＡが信号送信を行わなければなら ない時点を決定する。電圧Ｖ₇およびＶ₈から信号ＤＴＡを得るために、これらの 電圧は、リセット入力１１７がリミッタ１１４に接続され、セット入力１１８が リミッタ１１４に接続されるＳＲフリップフ ロップ１１６に供給される。フリ ップフロップ１１６の送信は、更に、フリップフロップ１００および１０１をリ セットするのに用いられる。フリップフロップ１１６の出力１１９はフリップフ ロップ１００のリセットに用いられる。その出力１１９は、フリップフロップ１ ００のリセット入力１２０に結合される。また、フリップフロップ１１６の出力 １２１はフリップフロップ１０１のリセットに用いられる。その出力１２１は、 フリップフロップ１０１のリセット入力１２２に結合される。 図６は、第１実施例の動作を更に説明するためのタイミング図を示す。上述の 如く、フリップフロップ９４の出力９６では、不完全再構成信号ＩＭＰが得られ る。信号ＩＭＰは、そのデータ値は正しいが、そのデータ送信のタイミングが未 だ誤っている伝送されたデータの粗い近似である。スイッチ８１は正パルスによ り閉じられ、スイッチ８２は負パルスにより閉じられる。時刻ｔ₀で正パルスに よりスイッチ８１が閉じられると、コンデンサ８３はほとんど即座に０ｖまで放 電される。その後スイッチ８１が開くと、電圧Ｖ₁は次の正方向パルスが到着す るまで時間と共に増加する。同様に、電圧Ｖ₂は、時刻ｔ₁から開始して、切り換 え動作の時点の間に発生する。コンデンサ８３および８４の端子間電圧は、電圧 Ｖ₁およびＶ₂に関して反対の符号を有するＩＭＰ信号のデータ遷移が生じた際に 、コンデンサ８７および８８により検出される。パルスそれ自身に代えて信号Ｉ ＭＰの信号遷移を用いることにより、多数の正または負パルスが順次に発生する 際に、信号Ｖ₃およびＶ₄の信号値が変化することが防止される。これは、反対の 符号を有する２つの続くパルスの間の時間だけが問題であるという事実による。 電圧Ｖ₃ およびＶ₄は反対の符号の２つの続くパルスの時間間隔に比例するため、これら の電圧は、完全な再構成の時点を定めるための所望の遅延時間用の手段である。 信号ＩＭＰの“０”から“１”への遷移の際にフリップフロップ１００はセット され、また、“１”から“０”への遷移の際にフリップフロップ１０１がセット される。このようにして、フリップフロップ１００および１０１は、所定の遅延 時間の後に、再構成されるべき信号の関連する方向への遷移が生ずることを示す 。このため、フリップフロップ１００および１０１がセットされると、それぞれ 時刻ｔ₂およびｔ₃で開始され、コンデンサ１０８および１０９が電流源１１０お よび１１１により充電される。電圧Ｖ₇およびＶ₈は上述の如く形成され、電圧Ｖ₇ およびＶ₈の零交差は、再構成信号ＤＴＡの遷移の時点を決定する。電圧圧Ｖ₇ およびＶ₈を決定する負の基準電圧Ｖ_refは、元のデータ信号および再構成データ 信号における遷移間の総遅延を決定する。与えられた実施例において、この遅延 は符号期間の１および２期間の間とすべきであり、１符号期間より短いと干渉問 題の原因となり、２符号期間より長いと遷移の非検出につながる。 図７は、本発明の信号再構成の第２実施例のフローチャートを示す。この実施 例において、上述したハードウェアの実施例の主要部分は、プログラムされたＤ ＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）等に置き換えることができる。例えば、パル スＰＰ１，ＮＰ２，．．．はＤＰＳの入力ポートに供給され、再構成データはＤ ＳＰの出力ポートに出力で得られる。ＤＳＰ（図示せず）は、図示されたフロー チャートに応じてプログラムされる。フローチャートの“復調パルス再生”ブロ ックに示されるように、ＤＳＰの内部クロック（詳細には図示せず）では、パル スの符号が、それらの発生回数と共にＤＳＰメモリ（詳細には図示せず）内に記 憶される。それから、“順次逆パルスのサーチ”ブロックに示されるように、プ ログラムは順次の逆パルス対をサーチする。その後、“パルス対の所定時点 決定”ブロックに示されるように、プログラムはそのようなパルス対間の所定時 点を決定する。次に、“更新時間表生成”ブロックに示されるように、決定され た出力データ遷移の時点を示すように更新時間表が決定される。最後に、再構成 データＤＴＡが、ＤＳＰの出力ポート（詳細は図示せず）に、更新時間表により 決定された時点で生成され、正パルスの後に“０”から“１”への遷移が発生し 、負パルスの後に“１”から“０”への遷移が発生する。そのため、どの時点で またどの方向にデータが変化したかが検出される。データＤＴＡの出力は“ＤＴ Ａ出力”のブロックに示されている。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．受信機で生成された量子化中間周波数位相信号からパルスを生成する手段 と、そのパルスから再構成ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成手 段とよりなり、位相および／または周波数変調信号を復調する復調器を備えたク アドラチュア受信機であって、ベースバンド信号生成手段は、２つの連続するパ ルスが異なる極性を有するかを判別し、もしそうであれば、その２つの連続パル ス間の所定の再構成時点で再構成ベースバンド信号遷移を生成するために設けら れていることを特徴とするクアドラチュア受信機。 ２．再構成時点は、その時点が、用いられている変調方法に理想的に適合する ように、信号を変調するのに用いられている変調方法に依存して決定されること を特徴とする請求項１記載のクアドラチュア受信機。 ３．変調信号は、周波数偏移変調信号であり、その距離は実質的に２つの続く パルスの中央であることを特徴とする請求項２記載のクアドラチュア受信機。 ４．変調信号は、オフセット周波数偏移変調信号であり、その距離は周波数オ フセットの関数であることを特徴とする請求項２記載のクアドラチュア受信機。 ５．変調信号は、ガウス最小偏移変調信号であり、その距離は、ガウス変調信 号のいわゆるＢＴ−積の関数であることを特徴とする請求項２記載のクアドラチ ュア受信機。 ６．変調信号は、マルチレベル周波数偏移変調信号であり、その距離は、送信 パラメータと再構成データの関数であり、更に、復調器は、送信パラメータと再 構成データとに依存して、その距離を１ビット期間内に適合させる手段を備える ことを特徴とするクアドラチュア受信機。 ７．中間周波数位相信号からパルスを生成する手段は、入力がクアドラチュア ブランチに結合され、出力がパルスを供給する結合器に結合された一対の交差結 合微分手段を備えることを特徴とする請求項１乃至６のうち何れか１項記載のク アドラチュア受信機。 ８．方形受信Ｉ信号およびＱ信号から補間された信号を形成する補間ネットワ ークを備えることを特徴とする請求項７記載のクアドラチュア受信機。 ９．受信機で生成された量子化中間周波数位相信号からパルスを生成する手段 と、そのパルスから再構成ベースバンド信号を生成するベースバンド信号生成手 段とよりなり、位相および／または周波数変調信号を復調する復調器であって、 ベースバンド信号生成手段は、２つの続くパルスが異なる極性を有するかを判別 し、もしそうであれば、その２つの続くパルス間の所定の再構成時点で再構成ベ ースバンド信号遷移を生成するために設けられていることを特徴とする復調器。 １０．パルスは量子化中間周波数位相信号から生成され、再構成ベースバンド 信号はそのパルスから生成される位相および／または周波数変調信号を復調する 復調方法であって、２つの続くパルスが異なる極性を有するかが判別され、もし そうであれば、その２つの続くパルス間の所定の再構成時点で再構成ベースバン ド信号遷移が生成されることを特徴とする復調方法。