JPH11299000A - ディジタル音場制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 演算量を増加させることなく細かい音場調整
を可能にする。 【解決手段】 入力される左側音声信号Sig1-in をダウ
ンサンプリング回路２ａＬ，２ｂＬによりダウンサンプ
リングすることで特定周波数帯域の信号を取り出し、可
変遅延回路３ａＬ〜３ｆＬ，ＦＩＲフィルタ４ａＬ〜４
ｆＬにより波形調整した信号を、同様にダウンサンプリ
ングして波形調整した右側用信号とミキサで合成した
後、レベル調整用ボリューム回路６ａＬ〜６ｃＬ，６ａ
Ｒ〜６ｃＲでボリュームを調整することにより、音場調
整された出力音声信号を得る。このとき、原信号にも可
変遅延回路、ＦＩＲフィルタで調整を行うことにより、
入力音声信号全体と特定周波数帯域の信号との両方に対
する音場調整が可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル音場制御
装置に関し、特に、リスニングルーム内の音像を所望の
位置に定位して、希望する方向から希望する響きを持っ
て音が聞こえてくるように入力音声信号を調整する機能
や、各楽器の音色を好みに応じて変化させる機能を有す
るディジタル音場制御装置に用いて好適なものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ディジタル音場制御装置は、自
動車の車室内やリスニングルーム等の音場において、音
像を所望の位置に定位して、希望する方向から希望する
響きを持って音が聞こえてくるように入力音声信号を調
整する機能を持つ。この音声信号の調整は、ディジタル
音場制御装置のＦＩＲフィルタ等のディジタルフィルタ
の係数を変えることによって行なわれる。

【０００３】このディジタル音場制御装置は、ＨＰＦお
よびＬＰＦによって、左右のディジタルオーディオ入力
信号をそれぞれ高周波数成分と低周波数成分とに分離
し、分離された各信号をそれぞれ遅延器で遅延する。そ
して、分離された低周波数成分の信号のサンプリング周
波数をダウンサンプリング手段で下げる。このダウンサ
ンプリング手段によってサンプリング周波数が下げられ
た各信号を、音場補正用ＦＩＲフィルタで所望の振幅・
位相特性の信号に変換し、左右の逆の音声の低周波数成
分の信号と加算器で加算処理した後、アップサンプリン
グ手段でサンプリング周波数を上げて、ＬＰＦでスムー
ジングした後、低周波数成分と加算する構成をとってい
る。

【０００４】このディジタル音場制御装置では、ディジ
タルオーディオ入力信号を高い周波数成分と低い周波数
成分とに分離している。これは、振幅・位相変換の信号
処理を音像の定位感と相関の深い低周波成分だけに絞る
ことによって、演算量の増加を抑えるためである。さら
に、音場補正用ＦＩＲフィルタでの演算量を少なくする
ため、一旦、ダウンサンプリング手段によりサンプリン
グ周波数を下げる。そして、所望の振幅・位相特性に変
換した後、アップサンプリング手段でサンプリング周波
数を元に戻している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来のデ
ィジタル音場制御装置は、ＬＰＦとサンプリングレート
の変換とで演算量を削減しているが、演算量を減らして
いるため、特定の周波数域のみの調整等、細かい音場調
整は十分ではなかった。そこで、本発明は、演算量を増
加させることなく細かい音場調整が可能なディジタル音
場制御装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のディジタル音場制御装置は、第１のチャネル
の音声信号が入力され、第１のサンプリングレートでダ
ウンサンプリングを行う第１のダウンサンプリング回路
と、第１のチャネルの音声信号が入力され、第１のサン
プリングレートと異なる第２のサンプリングレートでダ
ウンサンプリングを行う第２のダウンサンプリング回路
と、第１のチャネルの音声信号が入力される第１、第２
の遅延回路と、第１のダウンサンプリング回路の出力が
入力される第３、第４の遅延回路と、第２のダウンサン
プリング回路の出力が入力される第５、第６の遅延回路
と、第２のチャネルの音声信号が入力され、第３のサン
プリングレートでダウンサンプリングを行う第３のダウ
ンサンプリング回路と、第２のチャネルの音声信号が入
力され、第３のサンプリングレートと異なる第４のサン
プリングレートでダウンサンプリングを行う第４のダウ
ンサンプリング回路と、第２のチャネルの音声信号が入
力される第７、第８の遅延回路と、第３のダウンサンプ
リング回路の出力が入力される第９、第１０の遅延回路
と、第４のダウンサンプリング回路の出力が入力される
第１１、第１２の遅延回路と、第１〜第１２の遅延回路
の出力がそれぞれ入力される第１〜第１２のフィルタ
と、第１〜第１２のフィルタのうち奇数番目のフィルタ
の出力が入力され、同一サンプリングレートの信号をサ
ンプリングレート毎に合成し、合成された信号に対して
元の信号に戻るレートでアップサンプリングを行った
後、全ての信号を合成して第１のチャネルの音声を再生
する第１の音声再生手段と、第１〜第１２のフィルタの
うち偶数番目のフィルタの出力が入力され、同一サンプ
リングレートの信号をサンプリングレート毎に合成し、
合成された信号に対して元の信号に戻るレートでアップ
サンプリングを行った後、全ての信号を合成して第２の
チャネルの音声を再生する第２の音声再生手段とを備え
る。

【０００７】ここで、第１〜第１２の遅延回路は、外部
からの制御信号に応じて遅延時間を変更可能であること
が望ましい。また、第１〜第１２の遅延回路は、遅延時
間の変更指示があったときに、遅延時間を徐々に目標値
に近づけることが望ましい。

【０００８】また、第１、第２の音声再生手段は、各サ
ンプリングレート毎に合成された信号のレベルを調整す
るレベル変更手段を備えることが望ましい。さらに、レ
ベル変更手段は、外部からの制御信号に応じて音声レベ
ルを変更可能であり、音声レベルの変更指示があったと
きに、音声レベルを徐々に目標値に近づけることが望ま
しい。

【０００９】さらに、第２のダウンサンプリング回路
は、第１のダウンサンプリング回路の出力を更にサンプ
リングすることにより第１のサンプリングレートと異な
る第２のサンプリングレートでのダウンサンプリングを
実現し、第４のダウンサンプリング回路は、第３のダウ
ンサンプリング回路の出力を更にサンプリングすること
により第３のサンプリングレートと異なる第４のサンプ
リングレートでのダウンサンプリングを実現するように
することもできる。

【００１０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を用いて説明する。図１は、本発明の一つの実施の形態
であるディジタル音場制御装置の構成を示すブロック図
である。この例では、２チャンネルの入力音声信号を扱
うものとして説明する。

【００１１】図１において、左側用ＰＣＭ音源１Ｌから
供給されるＰＣＭ音声データSig1-in は、ダウンサンプ
リング回路２Ｌ内の２段のダウンサンプリング回路２ａ
Ｌ，２ｂＬに順次入力され、異なるサンプリングレート
を持つ２つの信号に変換される。同様に、右側用ＰＣＭ
音源１Ｒから供給されるＰＣＭ音声データSig2-in は、
ダウンサンプリング回路２Ｒ内の２段のダウンサンプリ
ング回路２ａＲ，２ｂＲに順次入力され、異なるサンプ
リングレートを持つ２つの信号に変換される。

【００１２】入力信号とこれが変換された信号とを含む
合計６つの信号は、可変遅延回路３ａＬ〜３ｆＬ，３ａ
Ｒ〜３ｆＲに入力され、それぞれ所定時間遅延される。
ここで遅延された信号は、それぞれＦＩＲフィルタ４ａ
Ｌ〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲに入力される。

【００１３】上記ダウンサンプリング回路２ａＬ，２ｂ
Ｌ，２ａＲ，２ｂＲは、それぞれ入力信号に対して１／
４のレートで信号を出力する。したがって、ＦＩＲフィ
ルタ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲの出力は、ＦＩＲ
フィルタ４ａＬ，４ｂＬ，４ａＲ，４ｂＲの出力をｆｓ
とした場合、ＦＩＲフィルタ４ｃＬ，４ｄＬ，４ｃＲ，
４ｄＲの出力は１／４ｆｓ、ＦＩＲフィルタ４ｅＬ，４
ｆＬ，４ｅＲ，４ｆＲの出力は１／１６ｆｓとなる。

【００１４】同一のサンプリングレートを持つＦＩＲフ
ィルタの出力は、それぞれ左右の信号がミキサ５ａＬ〜
５ｃＬ，５ａＲ〜５ｃＲで合成される。具体的には、ｆ
ｓのサンプリングレートの信号を出力するＦＩＲフィル
タ４ａＬとＦＩＲフィルタ４ｂＲの出力がミキサ５ａＲ
で合成され、ＦＩＲフィルタ４ｂＬとＦＩＲフィルタ４
ａＲの出力がミキサ５ａＬで合成される。

【００１５】また、１／４ｆｓのサンプリングレートの
信号を出力するＦＩＲフィルタ４ｃＬとＦＩＲフィルタ
４ｄＲの出力がミキサ５ｂＲで合成され、ＦＩＲフィル
タ４ｄＬとＦＩＲフィルタ４ｃＲの出力がミキサ５ｂＬ
で合成される。さらに、１／１６ｆｓのサンプリングレ
ートの信号を出力するＦＩＲフィルタ４ｅＬとＦＩＲフ
ィルタ４ｆＲの出力がミキサ５ｃＲで合成され、ＦＩＲ
フィルタ４ｆＬとＦＩＲフィルタ４ｅＲの出力がミキサ
５ｃＬで合成される。

【００１６】ミキサ５ｃＬ，５ｃＲの出力は、レベル調
整用ボリューム回路６ａＬ，６ａＲでレベル調整を施さ
れた後、アップサンプリング回路７ａＬ，７ａＲで４倍
のサンプリングレートにアップサンプルされ、ミキサ５
ｄＬ，５ｄＲに供給される。ミキサ５ｄＬ，５ｄＲで
は、アップサンプリング回路７ａＬ，７ａＲの出力信号
と、４倍のサンプリングレート（１／４ｆｓ）を持つミ
キサ５ｂＬ，５ｂＲの出力をレベル調整用ボリューム回
路６ｂＬ，６ｂＲでレベル調整した信号とが合成され
る。

【００１７】上記ミキサ５ｄＬ，５ｄＲの出力は更に、
アップサンプリング回路７ｂＬ，７ｂＲで４倍のサンプ
リングレートにアップサンプルされ、ｆｓのサンプリン
グレートを持つ信号に変換される。この変換された信号
は、ミキサ５ｅＬ，５ｅＲに供給される。ミキサ５ｅ
Ｌ，５ｅＲでは、アップサンプリング回路７ｂＬ，７ｂ
Ｒの出力信号と、これと同じくｆｓのサンプリングレー
トを持つミキサ５ａＬ，５ａＲの出力をレベル調整用ボ
リューム回路６ｃＬ，６ｃＲでレベル調整した信号とが
合成される。

【００１８】この回路で音場制御を行う場合には、可変
遅延回路３ａＬ〜３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲの遅延時間を
それぞれ異ならせるとともに、ＦＩＲフィルタ４ａＬ〜
４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲの特性を変化させる。このと
き、可変遅延回路３ａＬ〜３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲやＦ
ＩＲフィルタ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲは、外部
からの制御信号に応じて遅延時間を変更することが可能
である。

【００１９】ここで、この回路での計算量を求めてみ
る。ＦＩＲフィルタ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲの
フィルタの長さをそれぞれ１６，１６，１９２，１９
２，１９２，１９２，１６，１６，１９２，１９２，１
９２，１９２とし、入力信号のサンプリングレートを１
００ＫＨｚとし、ＦＩＲフィルタ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａ
Ｒ〜４ｆＲの出力信号をfilter１〜１２と表した場合、
filter１，２，７，８の周波数分解能は100K/(16*2)=
3.125ＫＨｚ、filter３，４，９，１０の分解能は100K/
(192*4*2)≒65Ｈｚ、filter５，６，１１，１２の分解
能は100K/(192*4*4*2)≒16.3Ｈｚとなる。

【００２０】この場合のサンプリングレートｆｓ当たり
の乗加算量は、filter１，２，７，８で16*4=64 、ダウ
ンサンプリング回路２ａＬ，２ａＲおよびアップサンプ
リング回路７ａＬ，７ａＲで16*4=64 、filter３，４，
９，１０で192/4*4=192 、ダウンサンプリング回路２ｂ
Ｌ，２ｂＲおよびアップサンプリング回路７ｂＬ，７ｂ
Ｒで16/4*4=16 、filter５，６，１１，１２で192/16*4
=48 であり、合計で64+64+192+16+48=384 である。

【００２１】もし、上記filter５，６，１１，１２と同
じ分解能をダウンサンプリング・アップサンプリングを
使用せずに実現しようとした場合、192*4*4=3072の長さ
のフィルタが必要であり、乗加算の合計は3072*4=12288
となる。このように、本発明の方式を用いた場合、全て
の周波数帯域に対して細かい分解能が得られるわけでは
ないが、ある特定帯域のみに関しては高い分解能を少な
い計算量で実現できる。

【００２２】図２に、各々のダウンサンプル機能が制御
可能な領域を示す。元の信号のサンプリングレートを１
００ＫＨｚとすると、入力されるＰＣＭ音声データSig1
-in ，Sig2-in には、図２の縦軸０〜５０ＫＨｚの信号
が含まれている。この入力信号に対してダウンサンプリ
ング回路２ａＬ，２ａＲを用いることにより、filter
３，４，９，１０には、図２の領域１の信号が入力され
る（ここでは、４分割したうちの低い周波数から２番目
の信号を通過するフィルタを選択したものとして示して
いる）。

【００２３】また、それを更にダウンサンプリングする
ダウンサンプリング回路２ｂＬ，２ｂＲを用いることに
より、filter５，６，１１，１２には領域２の周波数帯
域の信号が入力され、この領域についてのみの信号の加
工が行われる（図の左の方でのみ行った場合）。ダウン
サンプリング・アップサンプリングで使用するフィルタ
を通常とは異なる組み合わせで使用した場合、入力信号
（図の左）の領域１の信号が出力では、図の右の方の斜
線領域に出力される。

【００２４】使用する装置の出力として、この周波数帯
域の出力のみが要求される場合は、入力されたＰＣＭ音
声データSig1-in ，Sig2-in に直接かけるフィルタ４ａ
Ｌ，４ｂＬ，４ａＲ，４ｂＲ（filter１，２，７，８）
は不要だが、荒い制御でもよいから、それ以外の領域の
情報もほしい場合は、今述べたフィルタとダウン・アッ
プサンプリングとを施したフィルタ出力をミキシングし
た後に出力することで、特定領域に対する細かい制御と
それ以外の領域に対する荒い制御とを両立させることが
できる。

【００２５】次に、各処理をディジタル処理する場合の
計算式を説明する。数式：（アップサンプリング・ダウ
ンサンプリング：例１／４ｆｓ）について、入力信号を
sig1-in, sig2-inとし、ダウンサンプリング信号をDS1s
ig1, DS2sig1, DS1sig2, DS2sig2、ダウン・アップサン
プリング係数を Dsfilter1, Dsfilter2, Usfilter1,Usf
ilter2 、フィルタ係数をFilter1 〜12、ミキサの計算
結果をMRsig1〜6 、フィルタの計算結果をFRsig1〜12、
出力信号をsig1-out, sig2-out、ディレイ長をDlength1
〜12、ボリューム量をVolV1 〜6 とし、i:インデックス
(fs)、j:インデックス(1/4fs) 、k:インデックス(1/16f
s)、l,m,n..:インデックス（カウンタ）として説明す
る。

【００２６】ダウンサンプリングの式は、下記のように
表せる。 1-1) DS1sig1[j]=Σsig1-in[j*4+l]*Dsfilter1[l] (l=0〜63) （ダウンサンプリング回路２ａＬの出力） 1-2) DS2sig1[k]=ΣDS1sig1[k*4+l]*Dsfilter2[l] (l=0〜63) （ダウンサンプリング回路２ｂＬの出力） 1-3) DS1sig2[j]=Σsig2-in[j*4+l]*Dsfilter1[l] (l=0〜63) （ダウンサンプリング回路２ａＲの出力） 1-4) DS2sig2[k]=ΣDS1sig2[k*4+l]*Dsfilter2[l] (l=0〜63) （ダウンサンプリング回路２ｂＲの出力）

【００２７】また、フィルタ演算（ディレイ含む）の式
は、下記のように表せる。 2-1)FRsig1[i]=Σsig1-in[i-Dlength1[i]+l]*Filter1[l] (l=0〜15) （フィルタ４ａＬの出力） 2-2)FRsig2[i]=Σsig1-in[i-Dlength2[i]+l]*Filter2[l] (l=0〜15) （フィルタ４ｂＬの出力） 2-3)FRsig3[j]=ΣDS1sig1[j-Dlength3[i]+l]*Filter3[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｃＬの出力） 2-4)FRsig4[j]=ΣDS1sig1[j-Dlength4[i]+l]*Filter4[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｄＬの出力） 2-5)FRsig5[k]=ΣDS2sig1[k-Dlength5[i]+l]*Filter5[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｅＬの出力） 2-6)FRsig6[k]=ΣDS2sig1[k-Dlength6[i]+l]*Filter6[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｆＬの出力） 2-7)FRsig12[k]= ΣDS2sig2[k-Dlength12[i]+l]*Filter12[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｆＲの出力） 2-8)FRsig11[k]= ΣDS2sig2[k-Dlength11[i]+l]*Filter11[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｅＲの出力） 2-9)FRsig10[j]= ΣDS1sig2[j-Dlength10[i]+l]*Filter10[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｄＲの出力） 2-10)FRsig9[j]= ΣDS1sig2[j-Dlength9[i]+l]*Filter9[l] (l=0〜191) （フィルタ４ｃＲの出力） 2-11)FRsig8[i]= Σsig2-in[i-Dlength8[i]+l]*Filter8[l] (l=0〜15) （フィルタ４ｂＲの出力） 2-12)FRsig7[i]= Σsig2-in[i-Dlength7[i]+l]*Filter7[l] (l=0〜15) （フィルタ４ａＲの出力）

【００２８】また、ミキシング演算の式は、下記のよう
に表せる。 3-1)MRsig1[k]= VolV1[k]* (FRsig6[k]+ FRsig11[k]) 3-2)MRsig2[j]= VolV2[j]* (FRsig4[j]+ FRsig9[j]) 3-3)MRsig3[i]= VolV3[i]* (FRsig2[i]+ FRsig7[i]) 3-4)MRsig4[j]= (MRsig2[j]+ US2sig1[j]) 3-5)Sig1-out[i]= (MRsig3[i]+ US1sig1[i]) 3-6)MRsig6[k]= VolV4[k]* (FRsig5[k]+ FRsig12[k]) 3-7)MRsig7[j]= VolV5[j]* (FRsig3[j]+ FRsig10[j]) 3-8)MRsig8[i]= VolV6[i]* (FRsig1[i]+ FRsig8[i]) 3-9)MRsig4[j]= (MRsig5[j]+ US2sig2[j]) 3-10)Sig2-out[i]= (MRsig8[i]+ US1sig2[i])

【００２９】また、アップサンプリングの式は、下記の
ように表せる。 4-1a) US2sig1[k*4 ]= Σ(MRsig1[k+l])*USfilter2[l*4 ] (l=0〜15) 4-1b) US2sig1[k*4+1]= Σ(MRsig1[k+l])*USfilter2[l*4+1] (l=0〜15) 4-1c) US2sig1[k*4+2]= Σ(MRsig1[k+l])*USfilter2[l*4+2] (l=0〜15) 4-1d) US2sig1[k*4+3]= Σ(MRsig1[k+l])*USfilter2[l*4+3] (l=0〜15) 4-2a) US1sig1[j*4 ]= Σ(MRsig4[j+l])*USfilter1[l*4 ] (l=0〜15) 4-2b) US1sig1[j*4+1]= Σ(MRsig4[j+l])*USfilter1[l*4+1] (l=0〜15) 4-2c) US1sig1[j*4+2]= Σ(MRsig4[j+l])*USfilter1[l*4+2] (l=0〜15) 4-2d) US1sig1[j*4+3]= Σ(MRsig4[j+l])*USfilter1[l*4+3] (l=0〜15) 4-3a) US2sig1[k*4 ]= Σ(MRsig6[k+l])*USfilter2[l*4 ] (l=0〜15) 4-3b) US2sig1[k*4+1]= Σ(MRsig6[k+l])*USfilter2[l*4+1] (l=0〜15) 4-3c) US2sig1[k*4+2]= Σ(MRsig6[k+l])*USfilter2[l*4+2] (l=0〜15) 4-3d) US2sig1[k*4+3]= Σ(MRsig6[k+l])*USfilter2[l*4+3] (l=0〜15) 4-4a) US1sig1[j*4 ]= Σ(MRsig9[j+l])*USfilter1[l*4 ] (l=0〜15) 4-4b) US1sig1[j*4+1]= Σ(MRsig9[j+l])*USfilter1[l*4+1] (l=0〜15) 4-4c) US1sig1[j*4+2]= Σ(MRsig9[j+l])*USfilter1[l*4+2] (l=0〜15) 4-4d) US1sig1[j*4+3]= Σ(MRsig9[j+l])*USfilter1[l*4+3] (l=0〜15)

【００３０】図３に、ディレイ長の長さを変更する場合
に、急激に変更した場合とゆっくり変更した場合の様子
を示す。図３（ａ）の波形は元の波形である。これに対
してディレイ長を１から２に変更した場合の波形を図３
（ｂ）および（ｃ）に示す。

【００３１】図３の（ｂ）に示すように、ディレイ長を
急激に変更した場合、ディレイ長を１から２に変更する
点で波形の不連続点が生じることがあり、その点では広
い周波数帯域成分を含むインパルスノイズが生じる。

【００３２】これに対しディレイ長をゆっくりと変更し
た場合は、図３（ｃ）のような波形となり、矢印で示す
区間だけ、変更に時間がかかる。また、その区間の前後
の波形との連続性はあまり良いものではないが、図３
（ｂ）の波形のような大きな不連続点は発生せず、ディ
レイ長を急激に変更した場合の問題点であるインパルス
ノイズを抑制できる。したがって、可変遅延回路３ａＬ
〜３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲのディレイ長を調整する場合
には、急激な変化にならないように制御する。

【００３３】図４に、ボリュームの大きさを変更する場
合に、急激に変更した場合とゆっくり変更した場合の様
子を示す。図４（ａ）の波形は元の波形である。これに
対してボリュームの大きさを１から２に変更した場合に
ついて、図４（ｂ）〜（ｅ）に示す。

【００３４】ボリュームを急激に変更した場合、ボリュ
ームの波形は図４（ｂ）のボリューム波形１のようにな
る。よって、元の波形にボリュームをかけた値は、図４
（ｃ）に示すように不連続点が生じることがあり、その
点では広い周波数帯域成分を含むインパルスノイズが生
じる。

【００３５】これに対してボリュームをゆっくりと変更
した場合は、ボリュームの波形は図４（ｄ）のボリュー
ム波形２のようになり、元の波形にボリュームをかけた
値の波形は図４（ｅ）のようになる。よって、矢印で示
す区間だけボリュームの変更に時間がかかるが、図４
（ｃ）の波形のような大きな不連続点は発生せず、ボリ
ュームを急激に変更した場合の問題点であるインパルス
ノイズを抑制できる。したがって、レベル調整用ボリュ
ーム回路６ａＬ，６ａＲ，６ｂＬ，６ｂＲ，６ｃＬ，６
ｃＲを調整する場合には、急激な変化にならないように
制御する。

【００３６】また、音場調整のために可変遅延回路３ａ
Ｌ〜３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲの遅延特性を変化させた
り、ＦＩＲフィルタ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲの
フィルタ特性を変化させる場合にも、ノイズを抑制する
ために、レベル調整用ボリューム回路６ａＬ，６ａＲ，
６ｂＬ，６ｂＲ、６ｃＬ，６ｃＲを調整することにより
ボリュームを絞り、急激な出力変化を抑制することがで
きる。

【００３７】次に、メモリアクセスの回数を削減するた
めの工夫について説明する。上記したフィルタ演算の式
2-1)〜2-12) の場合において、例えばＦＩＲフィルタ４
ｃＬの演算は、Dlength[I]=0の場合については、 のように展開できる。

【００３８】上記に並べた式の展開した項ごとに見た場
合、例えば、FRsig3[0] 〜FRsig3[31]の項番号0 〜31に
必要とする値は、式を展開してみると FRsig3[0]=ΣDS1sig1[0-0+l]*Filter3[l] =ΣDS1sig1[l]*Filter3[l] (l=0〜31) ……… FRsig3[31]= ΣDS1sig1[31-0+l]*Filter3[l] = ΣDS1sig1[31+l]*Filter3[l] (l=0〜31) であるので、DS1sig1[0]〜DS1sig1[62] の６３個と、Fi
lter3[0]〜Filter3[31]の３２個である。つまり、この
演算（乗加算）の回数は32*32=1024であるにも関わら
ず、必要とする値は63+32=95であり、約１０倍の開きが
ある。

【００３９】そこで、図５に示すように、大容量のＲＡ
Ｍ５１に必要とする値全てを格納しておくとともに、小
容量のＲＡＭ５４，５７に演算で必要とする繰り返し使
用する局所的な値をコピーしておき、低いレートの大容
量ＲＡＭ５１から小容量ＲＡＭ５４，５７への転送と、
局所性を生かせる演算方式とを併用すれば、以下のメリ
ットを得ることができる。

【００４０】（１）高速ＲＡＭの量の削減（式の変更を
しない場合は全て高コスト、高消費電力の高速ＲＡＭで
構成する必要があるのに対し、式の変更後では、高速Ｒ
ＡＭは小容量ＲＡＭ５４，５７のみで良いため。また、
大容量ＲＡＭ５１は安価な低速ＲＡＭで良く、データレ
ートとの整合性さえ得られれば、最も安価な外部ＲＡＭ
でも良くなる。）

【００４１】（２）大容量ＲＡＭのアクセスレートの削
減（Ｃ−ＭＯＳ ＬＳＩの場合、消費電力の式は、回路
のキャパシタンスＣ＊周波数ｆｑであるが、キャパシタ
ンスＣは回路規模（ＲＡＭのサイズ）に比例し、周波数
ｆｑはアクセスレートに比例する。仮に、本方式を適用
する場合、適用しない場合に同じメモリセルを使用した
としても（実際には低速なＲＡＭで良いため、消費電力
の少ないメモリセルを使用できる）周波数ｆｑが大きく
下がるため、消費電力削減効果がある。）

【００４２】本実施の形態では、可変遅延回路３ａＬ〜
３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲの後段にＦＩＲフィルタ４ａＬ
〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲを配置している。音場調整を
行うためには可変遅延回路３ａＬ〜３ｆＬ，３ａＲ〜３
ｆＲの前段にＦＩＲフィルタ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａＲ〜
４ｆＲを配置してても同様の音場調整効果を得ることが
できるが、ＦＩＲフィルタの特性を変化させて音場調整
を行った場合の聴感上の変化がすぐに現れるという点
で、本実施の形態のように可変遅延回路の後段にＦＩＲ
フィルタを配置するのが望ましい。

【００４３】同様に、レベル調整用ボリューム回路６ａ
Ｌ〜６ｃＬ，６ａＲ〜６ｃＲにおいても、可変遅延回路
３ａＬ〜３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲの各入力の前段でレベ
ル調整を行うように構成することもできるが、レベル調
整の効果がすぐに現れるので本実施の形態のように可変
遅延回路の後段に配置するのが望ましい。

【００４４】なお、図５の大容量ＲＡＭ５１を複数バン
ク構成にして、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数を変更す
るときに、書き換えを行うバンクと、音声再生を行うバ
ンクとを独立して制御できるように構成することも可能
である。このようにすることにより、フィルタ係数の変
更時にＦＩＲフィルタが使用中のフィルタ係数が途中で
変わってしまう不具合を防止することができる。すなわ
ち、フィルタ係数の変更が終了し、次のＰＣＭデータの
処理タイミングでバンクを切り替えることにより、音声
再生に影響を与えることなくフィルタ係数の変更が行え
る。

【００４５】

【発明の効果】以上詳しく説明したように、本発明によ
れば、演算量を増加させることなく細かい音場調整を行
うことが可能になる。また、本発明の他の特徴によれ
ば、音場調整の時の不連続感を生じることなく好みの状
態に音場を変更することができるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるディジタル音場制御装置の実施の
形態を説明するためのブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態における音場調整によるサ
ンプリング領域を説明するための模式図である。

【図３】本発明の実施の形態におけるディレイ長の変更
による音場調整を行う場合の連続・不連続性を説明する
ための模式図である。

【図４】本発明の実施の形態における信号レベル（ボリ
ューム）の変更による音場調整を行う場合の連続・不連
続性を説明するための模式図である。

【図５】本発明の実施の形態における乗加算部を説明す
るためのブロック図である。

【符号の説明】

２Ｌ，２Ｒ ダウンサンプリング回路 ３ａＬ〜３ｆＬ，３ａＲ〜３ｆＲ 可変遅延回路 ４ａＬ〜４ｆＬ，４ａＲ〜４ｆＲ ＦＩＲフィルタ ５ａＬ〜５ｃＬ，５ａＲ〜５ｃＲ ミキサ ６ａＬ〜６ｃＬ，６ａＲ〜６ｃＲ レベル調整用ボリュ
ーム回路 ７ａＬ，７ａＲ，７ｂＬ，７ｂＲ アップサンプリング
回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のチャネルの音声信号が入力され、
   第１のサンプリングレートでダウンサンプリングを行う
   第１のダウンサンプリング回路と、 前記第１のチャネルの音声信号が入力され、前記第１の
   サンプリングレートと異なる第２のサンプリングレート
   でダウンサンプリングを行う第２のダウンサンプリング
   回路と、 前記第１のチャネルの音声信号が入力される第１、第２
   の遅延回路と、 前記第１のダウンサンプリング回路の出力が入力される
   第３、第４の遅延回路と、 前記第２のダウンサンプリング回路の出力が入力される
   第５、第６の遅延回路と、 第２のチャネルの音声信号が入力され、第３のサンプリ
   ングレートでダウンサンプリングを行う第３のダウンサ
   ンプリング回路と、 前記第２のチャネルの音声信号が入力され、前記第３の
   サンプリングレートと異なる第４のサンプリングレート
   でダウンサンプリングを行う第４のダウンサンプリング
   回路と、 前記第２のチャネルの音声信号が入力される第７、第８
   の遅延回路と、 前記第３のダウンサンプリング回路の出力が入力される
   第９、第１０の遅延回路と、 前記第４のダウンサンプリング回路の出力が入力される
   第１１、第１２の遅延回路と、 前記第１〜第１２の遅延回路の出力がそれぞれ入力され
   る第１〜第１２のフィルタと、 前記第１〜第１２のフィルタのうち奇数番目のフィルタ
   の出力が入力され、同一サンプリングレートの信号をサ
   ンプリングレート毎に合成し、合成された信号に対して
   元の信号に戻るレートでアップサンプリングを行った
   後、全ての信号を合成して第１のチャネルの音声を再生
   する第１の音声再生手段と、 前記第１〜第１２のフィルタのうち偶数番目のフィルタ
   の出力が入力され、同一サンプリングレートの信号をサ
   ンプリングレート毎に合成し、合成された信号に対して
   元の信号に戻るレートでアップサンプリングを行った
   後、全ての信号を合成して第２のチャネルの音声を再生
   する第２の音声再生手段と、を備えたことを特徴とする
   ディジタル音場制御装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のディジタル音場制御装
   置において、 前記第１〜第１２の遅延回路は、外部からの制御信号に
   応じて遅延時間を変更可能であることを特徴とするディ
   ジタル音場制御装置。
3. 【請求項３】 請求項２に記載のディジタル音場制御装
   置において、 前記第１〜第１２の遅延回路は、遅延時間の変更指示が
   あったときに、遅延時間を徐々に目標値に近づけること
   を特徴とするディジタル音場制御装置。
4. 【請求項４】 請求項１〜３の何れか１項に記載のディ
   ジタル音場制御装置において、 前記第１、第２の音声再生手段は、各サンプリングレー
   ト毎に合成された信号のレベルを調整するレベル変更手
   段を備えることを特徴とするディジタル音場制御装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載のディジタル音場制御装
   置において、 前記レベル変更手段は、外部からの制御信号に応じて音
   声レベルを変更可能であり、音声レベルの変更指示があ
   ったときに、音声レベルを徐々に目標値に近づけること
   を特徴とするディジタル音場制御装置。
6. 【請求項６】 請求項１〜５の何れか１項に記載のディ
   ジタル音場制御装置において、 前記第２のダウンサンプリング回路は、前記第１のダウ
   ンサンプリング回路の出力を更にサンプリングすること
   により前記第１のサンプリングレートと異なる第２のサ
   ンプリングレートでのダウンサンプリングを実現し、 前記第４のダウンサンプリング回路は、前記第３のダウ
   ンサンプリング回路の出力を更にサンプリングすること
   により前記第３のサンプリングレートと異なる第４のサ
   ンプリングレートでのダウンサンプリングを実現するを
   特徴とするディジタル音場制御装置。