JPH11284599A - スペクトラム拡散信号の受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散信号の受信装置Info
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- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】CDMA方式の受信装置において，間欠受信の休止
期間消費電力を低減する。 【解決手段】休止期間t1を低電力タイマ手段51で監視
し，VC-TCXO1，基準信号群生成部２，受信部3をオフ，
モデム部4はスリープ状態にする。受信再開時には高精
度タイマ手段44へ起動(d)により時間t3の計時を要求
し，受信信号の一部分を蓄積する。t3期間中に蓄積デー
タのPN符号位相をPN符号位相手段46で算出し，位相ずれ
に対する指示値iを得る。この指示値ｉを元にショート
コード用及びロングコード用状態ベクトル、さらに受信
時間4を算出して設定する。高精度タイマ手段44がt3を
計数しOV(d)を出力すると，前記設定に従いレイク復調
部40，多重分離部41，デスクランブル部42による復調動
作を開始し，受信時間t4だけ継続する。
期間消費電力を低減する。 【解決手段】休止期間t1を低電力タイマ手段51で監視
し，VC-TCXO1，基準信号群生成部２，受信部3をオフ，
モデム部4はスリープ状態にする。受信再開時には高精
度タイマ手段44へ起動(d)により時間t3の計時を要求
し，受信信号の一部分を蓄積する。t3期間中に蓄積デー
タのPN符号位相をPN符号位相手段46で算出し，位相ずれ
に対する指示値iを得る。この指示値ｉを元にショート
コード用及びロングコード用状態ベクトル、さらに受信
時間4を算出して設定する。高精度タイマ手段44がt3を
計数しOV(d)を出力すると，前記設定に従いレイク復調
部40，多重分離部41，デスクランブル部42による復調動
作を開始し，受信時間t4だけ継続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は移動通信端末に搭載
される受信装置に関わり，特にCDMA(Code Division Mul
tiple Access：符号分割多重)方式の移動通信端末にお
いて間欠的受信動作を行なうものに好適なスペクトラム
拡散信号の受信装置である。
される受信装置に関わり，特にCDMA(Code Division Mul
tiple Access：符号分割多重)方式の移動通信端末にお
いて間欠的受信動作を行なうものに好適なスペクトラム
拡散信号の受信装置である。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話に代表される移動通信端末にお
いては，消費電力を抑え，使用時間の延長を図ることが
重要である。このため端末が待ち受け状態にあるときに
は間欠受信が行われている。間欠受信とは，時分割され
ている呼び出し用のチャネルに対して，割り当てスロッ
トのみ受信及び復調を行い，非割り当てスロットの区間
では受信動作を停止させるものである。受信動作の停止
中は，不要回路の電源を切断したり，プロセッサを低消
費電力モードへ移行させることで消費電力の低減が行な
われる。
いては，消費電力を抑え，使用時間の延長を図ることが
重要である。このため端末が待ち受け状態にあるときに
は間欠受信が行われている。間欠受信とは，時分割され
ている呼び出し用のチャネルに対して，割り当てスロッ
トのみ受信及び復調を行い，非割り当てスロットの区間
では受信動作を停止させるものである。受信動作の停止
中は，不要回路の電源を切断したり，プロセッサを低消
費電力モードへ移行させることで消費電力の低減が行な
われる。
【０００３】スペクトル拡散を利用したＣＤＭＡ方式の
携帯電話システムにおいても，スロットモードといわれ
る間欠受信動作が規定されている。この場合の端末側の
課題としては，受信停止中のPN(Pseud Noise：擬似雑
音)符号の同期維持，あるいは受信再開時の高速な再同
期が上げられる。受信信号の復調に際し，端末側で生成
したレプリカPN符号を用いて逆拡散処理を行なうためで
ある。この点を以下に詳細に説明する。
携帯電話システムにおいても，スロットモードといわれ
る間欠受信動作が規定されている。この場合の端末側の
課題としては，受信停止中のPN(Pseud Noise：擬似雑
音)符号の同期維持，あるいは受信再開時の高速な再同
期が上げられる。受信信号の復調に際し，端末側で生成
したレプリカPN符号を用いて逆拡散処理を行なうためで
ある。この点を以下に詳細に説明する。
【０００４】図14は基地局の送信部の構成を説明する図
である。間欠受信で重要な呼び出し用のページングチャ
ネル(PaCH)に着目してある。先ず，符号化されたページ
ングメッセージはデータ列として排他的論理和ゲート(B
S1)に入力する。該ゲートの他方の入力は，ロングコー
ドPN符号発生器(BS3)の出力信号を前記データ列のシン
ボルレートにデシメーションした，デシメータ(BS2)の
出力信号である。ロングコードPN符号発生器(BS3)の符
号は2の42乗−1の周期を持ち，符号位相はロングコード
マスクビットによって調整できる。排他的論理和ゲート
(BS1)の出力は，この非常に長い系列によって，ページ
ングメッセージをスクランブルしたものとなる。このス
クランブルしたシンボルを機能の異なる他のチャネルの
信号と多重するために，次の排他的論理和ゲート(BS4)
において直交拡散を行なう。ウオルシュ関数(BS5)と呼
ばれる64種類の直交する系列のうちページングチャネル
に割り当てた系列を用いて，入力シンボルを64チップに
拡散する。直交拡散した排他的論理和ゲート(BS4)の出
力は，多重化回路(BS6)において，他のパイロットチャ
ネル(PiCH)や同期チャネル(SCH)，及びトラフィックチ
ャネル(TCH)と多重化される。実際には，バイナリ符号
を1，−1の両極性のパルスとして置き換え，各チャネル
のパワー分配に基づくゲイン倍され，加算される。多重
化した出力信号はI信号及びQ信号に分岐してそれぞれ乗
算器(BS7，BS9)へ入力する。乗算器(BS7，BS9)には，そ
れぞれIチャネルパイロットPN符号発生器(BS8)と，Qチ
ャネルパイロットPN符号発生器(BS10)の異なるPN符号発
生器が接続される。したがって2相位相変調信号のI,Q信
号は，異なる2つの系列により4相位相変調信号に拡散す
る。この4相拡散に使用されるPN符号はショートコード
と呼ばれる2の15乗周期の系列である。4相拡散信号はベ
ースバンドフィルタBS11，12で帯域制限し，直交変調器
BS13でキャリア変調して出力する。以上が基地局側の操
作である。そして，スクランブルのためのロングコード
PN発生器(BS3)や，4相拡散のためのIチャネル及びQチャ
ネルパイロットPN符号発生器(BS8，BS10)は，呼び出し
グループによって時分割されるページングチャネルのス
ロット構成とは無関係に連続動作をしている。
である。間欠受信で重要な呼び出し用のページングチャ
ネル(PaCH)に着目してある。先ず，符号化されたページ
ングメッセージはデータ列として排他的論理和ゲート(B
S1)に入力する。該ゲートの他方の入力は，ロングコー
ドPN符号発生器(BS3)の出力信号を前記データ列のシン
ボルレートにデシメーションした，デシメータ(BS2)の
出力信号である。ロングコードPN符号発生器(BS3)の符
号は2の42乗−1の周期を持ち，符号位相はロングコード
マスクビットによって調整できる。排他的論理和ゲート
(BS1)の出力は，この非常に長い系列によって，ページ
ングメッセージをスクランブルしたものとなる。このス
クランブルしたシンボルを機能の異なる他のチャネルの
信号と多重するために，次の排他的論理和ゲート(BS4)
において直交拡散を行なう。ウオルシュ関数(BS5)と呼
ばれる64種類の直交する系列のうちページングチャネル
に割り当てた系列を用いて，入力シンボルを64チップに
拡散する。直交拡散した排他的論理和ゲート(BS4)の出
力は，多重化回路(BS6)において，他のパイロットチャ
ネル(PiCH)や同期チャネル(SCH)，及びトラフィックチ
ャネル(TCH)と多重化される。実際には，バイナリ符号
を1，−1の両極性のパルスとして置き換え，各チャネル
のパワー分配に基づくゲイン倍され，加算される。多重
化した出力信号はI信号及びQ信号に分岐してそれぞれ乗
算器(BS7，BS9)へ入力する。乗算器(BS7，BS9)には，そ
れぞれIチャネルパイロットPN符号発生器(BS8)と，Qチ
ャネルパイロットPN符号発生器(BS10)の異なるPN符号発
生器が接続される。したがって2相位相変調信号のI,Q信
号は，異なる2つの系列により4相位相変調信号に拡散す
る。この4相拡散に使用されるPN符号はショートコード
と呼ばれる2の15乗周期の系列である。4相拡散信号はベ
ースバンドフィルタBS11，12で帯域制限し，直交変調器
BS13でキャリア変調して出力する。以上が基地局側の操
作である。そして，スクランブルのためのロングコード
PN発生器(BS3)や，4相拡散のためのIチャネル及びQチャ
ネルパイロットPN符号発生器(BS8，BS10)は，呼び出し
グループによって時分割されるページングチャネルのス
ロット構成とは無関係に連続動作をしている。
【０００５】これを受信する端末側では先ず，直交検波
によって拡散帯域のI,Q信号を得る。次に，それぞれI信
号用，Q信号用のショートコードで逆拡散を行なう。当
然，端末側で使用するショートコードは基地局に同期し
た系列が必要である。間欠受信を行なう際，基地局側の
拡散用ショートコードは連続的に動作しているため，端
末側のPN符号発生手段は見かけ上連続動作をしている必
要がある。この場合は間欠受信の休止期間中も同期を維
持していることになる。あるいは休止期間中に一旦同期
関係を外しても，割り当てスロットの到着以前に再同期
を行なえば良い。しかし，ショートコードの周期は２の
15乗であり，受信再開時に新規にこの位相空間を全て探
索することは，間欠受信の受信時間率を増大させ好まし
くない。そこで，間欠受信の省電力効果を高めるために
特開平5-191375号公報や，特開平8-321804号公報に記載
の考案が為されている。
によって拡散帯域のI,Q信号を得る。次に，それぞれI信
号用，Q信号用のショートコードで逆拡散を行なう。当
然，端末側で使用するショートコードは基地局に同期し
た系列が必要である。間欠受信を行なう際，基地局側の
拡散用ショートコードは連続的に動作しているため，端
末側のPN符号発生手段は見かけ上連続動作をしている必
要がある。この場合は間欠受信の休止期間中も同期を維
持していることになる。あるいは休止期間中に一旦同期
関係を外しても，割り当てスロットの到着以前に再同期
を行なえば良い。しかし，ショートコードの周期は２の
15乗であり，受信再開時に新規にこの位相空間を全て探
索することは，間欠受信の受信時間率を増大させ好まし
くない。そこで，間欠受信の省電力効果を高めるために
特開平5-191375号公報や，特開平8-321804号公報に記載
の考案が為されている。
【０００６】前者の例は受信から休止状態に切り替える
際，局部拡散符号発生回路に固定周波数発振回路を接続
し，その自走クロックで前記発生回路を駆動して位相差
が大きくなるのを防止している。受信再開時には休止時
間に見込まれる位相のずれ分だけ遅延させた局部拡散符
号の位相を徐々に進行させながら，相関ピークを検出し
再同期を図るものである。この考案では，休止期間には
局部拡散符号生成回路が自走していることになり，この
部分に対する電源切断は行なえない。
際，局部拡散符号発生回路に固定周波数発振回路を接続
し，その自走クロックで前記発生回路を駆動して位相差
が大きくなるのを防止している。受信再開時には休止時
間に見込まれる位相のずれ分だけ遅延させた局部拡散符
号の位相を徐々に進行させながら，相関ピークを検出し
再同期を図るものである。この考案では，休止期間には
局部拡散符号生成回路が自走していることになり，この
部分に対する電源切断は行なえない。
【０００７】これに対し，後者の例では，次回起動する
ときの拡散符号発生手段の状態値をレジスタ手段に設定
してタイマ手段を動作させるものである。タイマ手段の
タイムアウトによって再起動するときに拡散符号発生手
段をレジスタ手段に設定されている状態値から動作させ
るように構成した。この場合は，休止期間に拡散符号発
生手段を含む受信回路の電源切断が可能となる。ただ
し，予測した状態値が再起動した時に正しいためには，
休止期間を管理するタイマ手段の計時精度が重要であ
る。例えば休止期間を数秒程度，符号のチップレートが
数メガチップ毎秒であるとすると，1チップずれないた
めには数千万分の1程度の計時精度が要求されることに
なる。携帯電話で使われる基準発振器としては電圧制御
型−温度補償水晶発振器(以下VC-TCXOと略す)が有り，
コスト条件から2.0ppm程度の絶対精度のものが選択され
ている。これに基地局からの受信信号を参照する周波数
制御を行なうことで上記タイマ手段に要求される計時精
度を得ることが可能である。即ち，後者の従来例におい
ては，休止期間中VC-TCXOのような高精度の発振回路を
動作させる必要がある。
ときの拡散符号発生手段の状態値をレジスタ手段に設定
してタイマ手段を動作させるものである。タイマ手段の
タイムアウトによって再起動するときに拡散符号発生手
段をレジスタ手段に設定されている状態値から動作させ
るように構成した。この場合は，休止期間に拡散符号発
生手段を含む受信回路の電源切断が可能となる。ただ
し，予測した状態値が再起動した時に正しいためには，
休止期間を管理するタイマ手段の計時精度が重要であ
る。例えば休止期間を数秒程度，符号のチップレートが
数メガチップ毎秒であるとすると，1チップずれないた
めには数千万分の1程度の計時精度が要求されることに
なる。携帯電話で使われる基準発振器としては電圧制御
型−温度補償水晶発振器(以下VC-TCXOと略す)が有り，
コスト条件から2.0ppm程度の絶対精度のものが選択され
ている。これに基地局からの受信信号を参照する周波数
制御を行なうことで上記タイマ手段に要求される計時精
度を得ることが可能である。即ち，後者の従来例におい
ては，休止期間中VC-TCXOのような高精度の発振回路を
動作させる必要がある。
【０００８】VC-TCXOの消費電流は例えば1mA程度であ
り，これより精度が落ちる時計用ICの数μAに比較して
大きい。
り，これより精度が落ちる時計用ICの数μAに比較して
大きい。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明が解決しようと
する課題は，間欠受信の休止期間において，従来の考案
では，それぞれ停止することが出来なかった逆拡散用符
号発生手段や，タイマ手段の基準となる高精度の発振回
路(例えばVC-TCXO等)を停止させることにある。これに
よってCDMA方式の移動通信端末の受信装置における平均
消費電力の一層の低減を図るものである。
する課題は，間欠受信の休止期間において，従来の考案
では，それぞれ停止することが出来なかった逆拡散用符
号発生手段や，タイマ手段の基準となる高精度の発振回
路(例えばVC-TCXO等)を停止させることにある。これに
よってCDMA方式の移動通信端末の受信装置における平均
消費電力の一層の低減を図るものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は，上記の目的を
達成するため，逆拡散用の符号発生手段を備えたスペク
トラム拡散信号の受信装置において，受信状態から休止
状態に移行する際に起動される第1のタイマ手段と，休
止状態から受信を再開する際に起動され，時間長さ甲を
計数する第2のタイマ手段と，所定の長さの受信信号を
ディジタルデータ形式で蓄積する蓄積手段と，前記蓄積
手段に格納した受信信号に関する拡散符号位相を算出す
る符号位相算出手段と，算出した拡散符号位相を元に，
該位相から前記甲に相当する時間経過後の符号位相に対
応する前記符号発生手段の状態ベクトルを算出する状態
ベクトル算出手段と，前記蓄積手段に蓄積動作を開始し
た際，第2のタイマ手段の計数を起動して，さらに前記
第2のタイマがオーバフローした時に，前記状態ベクト
ル算出手段の算出結果を用いて前記符号発生手段が動作
を開始するように制御する間欠受信制御手段を備え，さ
らに，前記算出した符号位相を元に，前記第2のタイマ
がオーバーフローした時刻から受信すべき呼び出しチャ
ネルのスロット期間を含み，予め定めた受信処理時間を
加算した，受信時間の長さ乙を算出する受信時間算出手
段と，計数する時間長さが起動時に任意に設定できる第
3のタイマ手段と，前記間欠受信制御手段は，前記第2の
タイマ手段がオーバフローしたときに，前記受信時間算
出手段の算出した乙を前記第3のタイマ手段に設定して
計数を起動し，第3のタイマ手段がオーバフローした時
に前記第1のタイマ手段を起動する前記間欠受信制御手
段を備える。
達成するため，逆拡散用の符号発生手段を備えたスペク
トラム拡散信号の受信装置において，受信状態から休止
状態に移行する際に起動される第1のタイマ手段と，休
止状態から受信を再開する際に起動され，時間長さ甲を
計数する第2のタイマ手段と，所定の長さの受信信号を
ディジタルデータ形式で蓄積する蓄積手段と，前記蓄積
手段に格納した受信信号に関する拡散符号位相を算出す
る符号位相算出手段と，算出した拡散符号位相を元に，
該位相から前記甲に相当する時間経過後の符号位相に対
応する前記符号発生手段の状態ベクトルを算出する状態
ベクトル算出手段と，前記蓄積手段に蓄積動作を開始し
た際，第2のタイマ手段の計数を起動して，さらに前記
第2のタイマがオーバフローした時に，前記状態ベクト
ル算出手段の算出結果を用いて前記符号発生手段が動作
を開始するように制御する間欠受信制御手段を備え，さ
らに，前記算出した符号位相を元に，前記第2のタイマ
がオーバーフローした時刻から受信すべき呼び出しチャ
ネルのスロット期間を含み，予め定めた受信処理時間を
加算した，受信時間の長さ乙を算出する受信時間算出手
段と，計数する時間長さが起動時に任意に設定できる第
3のタイマ手段と，前記間欠受信制御手段は，前記第2の
タイマ手段がオーバフローしたときに，前記受信時間算
出手段の算出した乙を前記第3のタイマ手段に設定して
計数を起動し，第3のタイマ手段がオーバフローした時
に前記第1のタイマ手段を起動する前記間欠受信制御手
段を備える。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下本発明の実施例を図を用いて
説明する。図1は実施例の受信装置の構成を説明する図
である。図1において1はVC-TCXO，2は基準信号群生成
部，3は受信部，4はモデム部，40はレイク復調部，41は
多重分離部，42はデスクランブラ部，43は間欠受信制御
手段，44は高精度タイマ手段，45は波形蓄積手段，46は
PN符号位相算出手段，47はショートコード用状態ベクト
ル算出手段，48はロングコード用状態ベクトル算出手
段，49は受信時間算出手段，50は水晶振動子，51は低電
力タイマ手段である。
説明する。図1は実施例の受信装置の構成を説明する図
である。図1において1はVC-TCXO，2は基準信号群生成
部，3は受信部，4はモデム部，40はレイク復調部，41は
多重分離部，42はデスクランブラ部，43は間欠受信制御
手段，44は高精度タイマ手段，45は波形蓄積手段，46は
PN符号位相算出手段，47はショートコード用状態ベクト
ル算出手段，48はロングコード用状態ベクトル算出手
段，49は受信時間算出手段，50は水晶振動子，51は低電
力タイマ手段である。
【００１２】本実施例では，特に高精度タイマ手段44
と，低電力タイマ手段51の精度の異なる2つのタイマ手
段を備えた点に特徴がある。VC-TCXO1は高安定度であ
り、さらに自動周波数制御(AFC)端子からの制御により
基地局周波数を参照して周波数校正が可能である。この
VC-TCXO1を基準信号として基準信号群生成部2が受信部3
へ周波数変換用の局部発振信号を供給する。さらに基準
信号群生成部は高精度タイマ手段44への計数クロックを
供給する。したがって前記高精度タイマ手段44はVC-TCX
O1の精度で時間管理を実施することができる。一方，低
電力タイマ手段51は水晶振動子50を発振源として，精度
はVC-TCXO1に劣るものの低電力で動作する特徴を持つ。
と，低電力タイマ手段51の精度の異なる2つのタイマ手
段を備えた点に特徴がある。VC-TCXO1は高安定度であ
り、さらに自動周波数制御(AFC)端子からの制御により
基地局周波数を参照して周波数校正が可能である。この
VC-TCXO1を基準信号として基準信号群生成部2が受信部3
へ周波数変換用の局部発振信号を供給する。さらに基準
信号群生成部は高精度タイマ手段44への計数クロックを
供給する。したがって前記高精度タイマ手段44はVC-TCX
O1の精度で時間管理を実施することができる。一方，低
電力タイマ手段51は水晶振動子50を発振源として，精度
はVC-TCXO1に劣るものの低電力で動作する特徴を持つ。
【００１３】本実施例では低電力タイマ手段51によって
待ち受け時間のほとんどを占める受信休止期間を管理し
て省電力化を行い。休止期間は停止する高精度タイマ手
段44を用いてPN符号同期を制御している。以下に詳細を
示す。
待ち受け時間のほとんどを占める受信休止期間を管理し
て省電力化を行い。休止期間は停止する高精度タイマ手
段44を用いてPN符号同期を制御している。以下に詳細を
示す。
【００１４】先ず，通常の受信信号の経路を説明する。
【００１５】本実施例では受信部3で基地局からの拡散
信号を受信し，直交検波した拡散帯域のI.Q信号をモデ
ム部4に入力する構成を取る。モデム部4では，前記I,Q
信号をレイク復調40へ入力して逆拡散とパスダイバーシ
チ受信を行なう。パスダイバーシチ受信とは，到着時刻
の異なるマルチパス信号を逆拡散位相の違いで分離し，
分離した複数のマルチパス信号をフィンガと呼ばれる複
数の復調回路で復調し，複数の復調出力のスキューを調
整して合成するものである。そしてレイク復調部40のパ
ス合成出力は多重分離部41へ入力し，直交関数で多重さ
れた各チャネルの出力を分離する。そしてスクランブル
が施されたトラフィックチャネル(TCH)と，ページング
チャネル(PaCH)はデスクランブル部42へ入力し，スクラ
ンブル以前の符号に復元する。
信号を受信し，直交検波した拡散帯域のI.Q信号をモデ
ム部4に入力する構成を取る。モデム部4では，前記I,Q
信号をレイク復調40へ入力して逆拡散とパスダイバーシ
チ受信を行なう。パスダイバーシチ受信とは，到着時刻
の異なるマルチパス信号を逆拡散位相の違いで分離し，
分離した複数のマルチパス信号をフィンガと呼ばれる複
数の復調回路で復調し，複数の復調出力のスキューを調
整して合成するものである。そしてレイク復調部40のパ
ス合成出力は多重分離部41へ入力し，直交関数で多重さ
れた各チャネルの出力を分離する。そしてスクランブル
が施されたトラフィックチャネル(TCH)と，ページング
チャネル(PaCH)はデスクランブル部42へ入力し，スクラ
ンブル以前の符号に復元する。
【００１６】次に，間欠受信を行なうための特別な構成
を説明する。
を説明する。
【００１７】本実施例の各部の電源制御は間欠受信制御
手段43より出力する電源制御バスによって行なう。VC-T
CXO1，基準信号群生成部2，受信部3の電源オン及びオフ
の制御とモデム部4のアクティブ及びスリープの制御が
行なわれる。その制御タイミングは，前記2つのタイマ
手段44,及び51が出力し，間欠受信制御手段43が検出す
るオーバフロー信号によって管理される。また各タイマ
手段44，51に対する計数動作の起動は間欠受信制御手段
43から出力する。高精度タイマ手段44への起動信号には
起動(d)と起動(r)の2種類が有り，低電力タイマ手段51
への起動信号には起動(sl)と起動(wu)の2種類があるも
のとする。
手段43より出力する電源制御バスによって行なう。VC-T
CXO1，基準信号群生成部2，受信部3の電源オン及びオフ
の制御とモデム部4のアクティブ及びスリープの制御が
行なわれる。その制御タイミングは，前記2つのタイマ
手段44,及び51が出力し，間欠受信制御手段43が検出す
るオーバフロー信号によって管理される。また各タイマ
手段44，51に対する計数動作の起動は間欠受信制御手段
43から出力する。高精度タイマ手段44への起動信号には
起動(d)と起動(r)の2種類が有り，低電力タイマ手段51
への起動信号には起動(sl)と起動(wu)の2種類があるも
のとする。
【００１８】さらに間欠受信制御手段43は受信再開時に
おけるPN符号の再同期処理を制御する。再同期処理は波
形蓄積手段45，PN符号位相算出手段46，ショートコード
用ベクトル算出手段47，ロングコード用状態ベクトル算
出手段48，受信時間算出手段49を制御して行なう。
おけるPN符号の再同期処理を制御する。再同期処理は波
形蓄積手段45，PN符号位相算出手段46，ショートコード
用ベクトル算出手段47，ロングコード用状態ベクトル算
出手段48，受信時間算出手段49を制御して行なう。
【００１９】上記の各手段の接続関係は以下のようであ
る。
る。
【００２０】前記波形蓄積手段45は直交検波したI,Q信
号を入力し，間欠受信制御手段43の指令するタイミング
で前記I,Q信号を蓄積する。蓄積したデータはPN符号位
相算出手段46へ出力する。PN符号位相算出手段46は後述
する指示値iをショートコード用及びロングコード用ベ
クトル算出手段47及び48，受信時間算出手段49へ出力す
る。ショートコード用状態ベクトル算出手段47は算出し
た状態ベクトルS_short_i，S_short_qを前記レイク復調
部40へ出力する。ロングコード用状態ベクトル算出手段
48は前記デスクランブル部42から状態ベクトルS_endを
入力して，状態ベクトルS_longを前記デスクランブル部
42へ出力する。また受信時間算出手段49は算出した信号
t4を間欠受信制御手段43へ出力する。間欠受信制御手段
43は，さらにPN符号位相算出手段46からの警報と前記レ
イク復調部40からのショートコードロールオーバタイミ
ングを入力し，またレイク復調部40へのサーチ動作の起
動信号(s)を出力する。さらに，レイク復調部40，多重
分離部41，デスクランブル部42に対し，間欠受信モード
時の復調動作の開始を指示するため，高精度タイマ手段
44からオーバフロー信号OV(d)が接続している。
号を入力し，間欠受信制御手段43の指令するタイミング
で前記I,Q信号を蓄積する。蓄積したデータはPN符号位
相算出手段46へ出力する。PN符号位相算出手段46は後述
する指示値iをショートコード用及びロングコード用ベ
クトル算出手段47及び48，受信時間算出手段49へ出力す
る。ショートコード用状態ベクトル算出手段47は算出し
た状態ベクトルS_short_i，S_short_qを前記レイク復調
部40へ出力する。ロングコード用状態ベクトル算出手段
48は前記デスクランブル部42から状態ベクトルS_endを
入力して，状態ベクトルS_longを前記デスクランブル部
42へ出力する。また受信時間算出手段49は算出した信号
t4を間欠受信制御手段43へ出力する。間欠受信制御手段
43は，さらにPN符号位相算出手段46からの警報と前記レ
イク復調部40からのショートコードロールオーバタイミ
ングを入力し，またレイク復調部40へのサーチ動作の起
動信号(s)を出力する。さらに，レイク復調部40，多重
分離部41，デスクランブル部42に対し，間欠受信モード
時の復調動作の開始を指示するため，高精度タイマ手段
44からオーバフロー信号OV(d)が接続している。
【００２１】以上が本実施例の受信装置の構成である。
次にその動作を説明する。
次にその動作を説明する。
【００２２】図2は間欠受信制御タイミングを説明する
図である。
図である。
【００２３】最上段にはPNショートコードロールオーバ
を，次段にはページングチャネルスロットを示す。PNシ
ョートコードロールオーバは，ショートコードのシーケ
ンスが1周する度に出力するマーカで，ここでは26.667m
秒周期に出力される。ページングチャネルスロットはPN
ショートコードロールオーバで3周期分となる80m秒のス
ロット長を有する。図では自局の割り当てスロットのみ
を示した。スロットモードにおける前記スロットの繰り
返しサイクルは1.28秒の2のベキ乗倍で規定される。こ
のスロットモードに関しては，例えば米国特許の5，59
6，571号に詳しい開示がある。ここで重要なのは，スロ
ットが基地局のPNショートコードロールオーバに同期し
て出力される点である。即ち，ショートコードに関し，
基地局のPN符号発生器の状態ベクトルはページングチャ
ネルスロットの先頭で常に同値となる。本実施例の間欠
受信制御は前記スロットサイクルに同期してt1〜t4で参
照する4つの区間を繰り返すことになる。この4つの区間
は低電力タイマ手段51と高精度タイマ手段44で管理す
る。ここでは本実施例の間欠受信制御タイミングを前記
2つのタイマ手段51,44のオーバフロー信号(以下OV(・)
として参照する。)に着目して説明する。
を，次段にはページングチャネルスロットを示す。PNシ
ョートコードロールオーバは，ショートコードのシーケ
ンスが1周する度に出力するマーカで，ここでは26.667m
秒周期に出力される。ページングチャネルスロットはPN
ショートコードロールオーバで3周期分となる80m秒のス
ロット長を有する。図では自局の割り当てスロットのみ
を示した。スロットモードにおける前記スロットの繰り
返しサイクルは1.28秒の2のベキ乗倍で規定される。こ
のスロットモードに関しては，例えば米国特許の5，59
6，571号に詳しい開示がある。ここで重要なのは，スロ
ットが基地局のPNショートコードロールオーバに同期し
て出力される点である。即ち，ショートコードに関し，
基地局のPN符号発生器の状態ベクトルはページングチャ
ネルスロットの先頭で常に同値となる。本実施例の間欠
受信制御は前記スロットサイクルに同期してt1〜t4で参
照する4つの区間を繰り返すことになる。この4つの区間
は低電力タイマ手段51と高精度タイマ手段44で管理す
る。ここでは本実施例の間欠受信制御タイミングを前記
2つのタイマ手段51,44のオーバフロー信号(以下OV(・)
として参照する。)に着目して説明する。
【００２４】図2においてはOV(・)の発生を立ち下がり
で示す。タイマ手段51,44に対して起動が指令される
と，該当するOV(・)信号が立ち上がり，所定時間の計数
が終了したとき立ち下がりオーバフロー信号OV(・)が発
生するものとした。
で示す。タイマ手段51,44に対して起動が指令される
と，該当するOV(・)信号が立ち上がり，所定時間の計数
が終了したとき立ち下がりオーバフロー信号OV(・)が発
生するものとした。
【００２５】先ず，間欠制御手段43は受信状態を終了し
て休止状態の開始を低電力タイマ手段51に対して起動(s
l)で指令する。この休止状態の時間をt1とする。t1時間
経過後，オーバーフロー信号OV(sl)が間欠受信制御手段
43へ通知される。図2では，前記OV(sl)が発生した時点
からの様子を示した。以下，受信再開時の関係を順に説
明する。
て休止状態の開始を低電力タイマ手段51に対して起動(s
l)で指令する。この休止状態の時間をt1とする。t1時間
経過後，オーバーフロー信号OV(sl)が間欠受信制御手段
43へ通知される。図2では，前記OV(sl)が発生した時点
からの様子を示した。以下，受信再開時の関係を順に説
明する。
【００２６】前記OV(sl)を検出した間欠受信制御手段43
は，次にVC-TCXO1等の立ち上がり期間t2を計数する起動
(wu)を低電力タイマ手段51に指令する。ここで，低電力
タイマ手段51の計時精度が悪く，t1及びt2にそれぞれ誤
差τ1，τ2含むと仮定する。例えば計時精度が50ppmと
して2秒間計数すると基地局のチップレートが1.2288Mcp
sであるから約123チップ(50ppm×2×1.2288M)のずれが
生じることになる。本実施例では休止状態t1及び電源再
立ち上げ時間t2を低電力タイマ手段51で管理するので，
前記のチップのずれを毎回解消する必要がある。
は，次にVC-TCXO1等の立ち上がり期間t2を計数する起動
(wu)を低電力タイマ手段51に指令する。ここで，低電力
タイマ手段51の計時精度が悪く，t1及びt2にそれぞれ誤
差τ1，τ2含むと仮定する。例えば計時精度が50ppmと
して2秒間計数すると基地局のチップレートが1.2288Mcp
sであるから約123チップ(50ppm×2×1.2288M)のずれが
生じることになる。本実施例では休止状態t1及び電源再
立ち上げ時間t2を低電力タイマ手段51で管理するので，
前記のチップのずれを毎回解消する必要がある。
【００２７】さて前記t2が経過し，オーバフロー信号OV
(wu)を検出すると，前記間欠受信制御手段43は，VC-TCX
O1及び基準信号群生成部2が安定化したとして，先ず高
精度タイマ手段44を有効とする。同時に，符号位相再同
期のための各算出時間を超えるt3を計数するように起動
(d)を出力する。そして高精度タイマ手段44によりオー
バフローOV(d)が出力されると，前記間欠受信制御手段4
3はt3期間中に算出されたt4の時間を計数するように，
起動(r)を出力する。前記t4はt3期間中に受信時間算出
手段49より間欠受信制御手段43にフェッチした値であ
る。なお，前記t1，t2，t3は設計値として定める値であ
るが，前記t4はt1とt2の変動を補償するため設定毎に変
更される値である。図2の通りページングチャネルスロ
ットに対してt1,t2，t3がスロット位置より先行し，t4
が前記スロットを含むような関係を維持するように調整
される。このしくみの詳細は後述する。また高精度タイ
マ手段44の基準であるVC-TCXO1は小数点以下のppm精度
に校正されるため，単時間のt3及びt4の計時誤差はチッ
プレートに対して無視できるとしている。
(wu)を検出すると，前記間欠受信制御手段43は，VC-TCX
O1及び基準信号群生成部2が安定化したとして，先ず高
精度タイマ手段44を有効とする。同時に，符号位相再同
期のための各算出時間を超えるt3を計数するように起動
(d)を出力する。そして高精度タイマ手段44によりオー
バフローOV(d)が出力されると，前記間欠受信制御手段4
3はt3期間中に算出されたt4の時間を計数するように，
起動(r)を出力する。前記t4はt3期間中に受信時間算出
手段49より間欠受信制御手段43にフェッチした値であ
る。なお，前記t1，t2，t3は設計値として定める値であ
るが，前記t4はt1とt2の変動を補償するため設定毎に変
更される値である。図2の通りページングチャネルスロ
ットに対してt1,t2，t3がスロット位置より先行し，t4
が前記スロットを含むような関係を維持するように調整
される。このしくみの詳細は後述する。また高精度タイ
マ手段44の基準であるVC-TCXO1は小数点以下のppm精度
に校正されるため，単時間のt3及びt4の計時誤差はチッ
プレートに対して無視できるとしている。
【００２８】次に高精度タイマ手段44がt4を計数してオ
ーバフローOV(r)を出力すると，前記間欠受信制御手段4
3は低電力タイマ手段51へt1の計数を指令する起動(sl)
を出力する。
ーバフローOV(r)を出力すると，前記間欠受信制御手段4
3は低電力タイマ手段51へt1の計数を指令する起動(sl)
を出力する。
【００２９】以上の結果，一連の間欠受信制御タイミン
グt1〜t4が繰り返される。
グt1〜t4が繰り返される。
【００３０】以下，個々のオーバフロー信号によって起
動される間欠受信制御動作の詳細について説明する。
動される間欠受信制御動作の詳細について説明する。
【００３１】図3はOV(wu)を検出すると実行される動作
のフローチャートである。
のフローチャートである。
【００３２】OV(wu)はVC-TCXO1と基準信号群発生部2及
び受信部3が立ち上がったことを保証する通知である。
この通知よって，高精度タイマ手段44へ起動(d)を出力
して時間t3の計数を要求する(ステップd00)。次に波形
蓄積手段45によって，処理ブロック長分の，ここでは例
えば64チップ長さの受信信号波形データを蓄積する(ス
テップd01)。蓄積した波形データはPN符号位相算出手段
46で蓄積時の符号位相を算出するのに使用される。
び受信部3が立ち上がったことを保証する通知である。
この通知よって，高精度タイマ手段44へ起動(d)を出力
して時間t3の計数を要求する(ステップd00)。次に波形
蓄積手段45によって，処理ブロック長分の，ここでは例
えば64チップ長さの受信信号波形データを蓄積する(ス
テップd01)。蓄積した波形データはPN符号位相算出手段
46で蓄積時の符号位相を算出するのに使用される。
【００３３】先ず，OV(r)(受信状態終了を示す)が発生
した時刻から(t1+t2)−(τ1＋τ2)経過後の位相i−mをP
N符号位相算出手段46の逆拡散符号の初期値位相として
セットする(ステップd02)。
した時刻から(t1+t2)−(τ1＋τ2)経過後の位相i−mをP
N符号位相算出手段46の逆拡散符号の初期値位相として
セットする(ステップd02)。
【００３４】前記初期値位相から順次生成した逆拡散符
号系列(ここでは64チップ分)を用いて前記波形データに
逆拡散演算を施し，そのエンベロープ値をリストに追加
する(ステップd03)。次に，逆拡散符号の位相初期値が
時刻(t1+t2)＋(τ1+τ2)に対応するi+mであるかを検査
して(ステップd04)，i+mでなかったら逆拡散符号の位相
初期値を1チップ分加算し前記ステップd03に移行する
(ステップd05)。
号系列(ここでは64チップ分)を用いて前記波形データに
逆拡散演算を施し，そのエンベロープ値をリストに追加
する(ステップd03)。次に，逆拡散符号の位相初期値が
時刻(t1+t2)＋(τ1+τ2)に対応するi+mであるかを検査
して(ステップd04)，i+mでなかったら逆拡散符号の位相
初期値を1チップ分加算し前記ステップd03に移行する
(ステップd05)。
【００３５】ステップd04でi+mであったら，ステップd0
6へ移行する。ステップd06ではリストされたエンベロー
プ値から最大値を選択し，この最大値がリストの何番目
にあるか指示値ｉを算出する。この指示値ｉがPN符号位
相算出手段46から出力される。
6へ移行する。ステップd06ではリストされたエンベロー
プ値から最大値を選択し，この最大値がリストの何番目
にあるか指示値ｉを算出する。この指示値ｉがPN符号位
相算出手段46から出力される。
【００３６】ここで上記変数の関係を整理する。図４は
変数の関係を説明する図である。最上段が時間の経過を
示している。中段はPN符号位相を示し，最下段はエンベ
ロープ値を格納するリスト上の位置を示す。本来，低電
力タイマ手段51の計時誤差が0とすれば，受信信号の符
号位相は経過時間の設計値t1+t2だけ進行したものであ
る。そこで本実施例に使用する水晶振動子50の精度から
予測される位相ずれ分の符号位相を端末側に用意する。
例えば所望の位相を与えるPN符号発生器の状態ベクトル
を有限個用意することになる。前記ステップd03〜d05の
ループ操作は，状態ベクトルを図４中段のPN符号位相を
右方向へ掃引することになる。リスト指示値は誤差0の
時刻t1+t2の位置を中心値0として±ｍを最大値とするも
のである。ステップd06によって図示したように実際の
波形データの位相に合せて算出指示値ｉを出力する。
変数の関係を説明する図である。最上段が時間の経過を
示している。中段はPN符号位相を示し，最下段はエンベ
ロープ値を格納するリスト上の位置を示す。本来，低電
力タイマ手段51の計時誤差が0とすれば，受信信号の符
号位相は経過時間の設計値t1+t2だけ進行したものであ
る。そこで本実施例に使用する水晶振動子50の精度から
予測される位相ずれ分の符号位相を端末側に用意する。
例えば所望の位相を与えるPN符号発生器の状態ベクトル
を有限個用意することになる。前記ステップd03〜d05の
ループ操作は，状態ベクトルを図４中段のPN符号位相を
右方向へ掃引することになる。リスト指示値は誤差0の
時刻t1+t2の位置を中心値0として±ｍを最大値とするも
のである。ステップd06によって図示したように実際の
波形データの位相に合せて算出指示値ｉを出力する。
【００３７】さて，図3の説明に戻る。なお，ステップd
06では最大値が複数あった場合には絶対値の小さい指示
値を選択する。次に本実施例では算出したPN符号位相の
信頼度を検査する。
06では最大値が複数あった場合には絶対値の小さい指示
値を選択する。次に本実施例では算出したPN符号位相の
信頼度を検査する。
【００３８】逆拡散したエンベロープの最大値が所定の
しきい値以上であるかを判定する(ステップd07)。しき
い値未満の場合，間欠受信制御を解除し(ステップd0
8)，レイク復調部40に対するサーチ動作の開始を要求す
る起動(s)を出力する(ステップd09)。そして本実施例は
サーチモード(d10)へ移行する。しきい値以上であった
場合，指示値ｉよりOV(wu)時刻からt3経過後のロングコ
ード及びショートコードの状態ベクトルさらに必要な受
信時間t4の算出を行ない(ステップd11)，OV(wu)を検出
すると実行される処理を終了する(d12)。ステップd11に
行われる算出処理については後に詳しく述べる。
しきい値以上であるかを判定する(ステップd07)。しき
い値未満の場合，間欠受信制御を解除し(ステップd0
8)，レイク復調部40に対するサーチ動作の開始を要求す
る起動(s)を出力する(ステップd09)。そして本実施例は
サーチモード(d10)へ移行する。しきい値以上であった
場合，指示値ｉよりOV(wu)時刻からt3経過後のロングコ
ード及びショートコードの状態ベクトルさらに必要な受
信時間t4の算出を行ない(ステップd11)，OV(wu)を検出
すると実行される処理を終了する(d12)。ステップd11に
行われる算出処理については後に詳しく述べる。
【００３９】次に図5により，OV(d)を検出すると実行さ
れる動作を説明する。OV(d)は，t3の経過によって出力
する。間欠受信制御手段43はOV(d)を検出すると，高精
度タイマ手段44へt4時間の計数を指令する起動(r)を出
力する。またOV(d)信号は，レイク復調部40，多重分離
部41，デスクランブル部42に対して復調動作の開始を指
示する。この時レイク復調部40で用いるショートコード
PN符号発生器はt3期間で算出した状態ベクトル値から開
始する。デスクランブラ部42のロングコード用PN符号発
生器についても前記t3期間で算出したロングコード状態
ベクトル値から開始する。
れる動作を説明する。OV(d)は，t3の経過によって出力
する。間欠受信制御手段43はOV(d)を検出すると，高精
度タイマ手段44へt4時間の計数を指令する起動(r)を出
力する。またOV(d)信号は，レイク復調部40，多重分離
部41，デスクランブル部42に対して復調動作の開始を指
示する。この時レイク復調部40で用いるショートコード
PN符号発生器はt3期間で算出した状態ベクトル値から開
始する。デスクランブラ部42のロングコード用PN符号発
生器についても前記t3期間で算出したロングコード状態
ベクトル値から開始する。
【００４０】次に図6によりOV(r)を検出すると実行され
る動作を説明する。
る動作を説明する。
【００４１】OV(r)は受信期間t4の経過によって出力さ
れる。間欠受信制御手段43はOV(r)を検出すると，デス
クランブル部42から現在のロングコード用PN発生器の状
態ベクトル値(S_end)を読込む(ステップsl00)。これは
次回受信再開時の状態ベクトルを算出するときに使用す
るものである。次にVC-TCXO1，基準信号群生成部2，受
信部3の電源をオフする(ステップsl01)。そして低電力
タイマ手段51へ休止期間t1を計数するように起動(sl)を
出力し(ステップsl02)，自身を含むモデム部4をスリー
プモードに設定(ステップsl03)して処理を終了する。
れる。間欠受信制御手段43はOV(r)を検出すると，デス
クランブル部42から現在のロングコード用PN発生器の状
態ベクトル値(S_end)を読込む(ステップsl00)。これは
次回受信再開時の状態ベクトルを算出するときに使用す
るものである。次にVC-TCXO1，基準信号群生成部2，受
信部3の電源をオフする(ステップsl01)。そして低電力
タイマ手段51へ休止期間t1を計数するように起動(sl)を
出力し(ステップsl02)，自身を含むモデム部4をスリー
プモードに設定(ステップsl03)して処理を終了する。
【００４２】次に図７によりOV(sl)を検出すると実行さ
れる動作を説明する。間欠受信制御手段43はスリープモ
ードにあってもOV(sl)を検出すると，モデム部4をスリ
ープ状態から解除する(ステップwu00)。ただし，レイク
復調部40，多重分離部41，デスクランブル部42は復調動
作を再開しない，再開するのは前述の通りOV(d)の出力
によってである。次にVC-TCXO1，基準信号群生成部2，
受信部3の電源をオンする(ステップwu01)。次に立ち上
げた各部の状態が安定する時間を確保するため，前記低
電力タイマ手段51へt2時間の計数を指示する起動(wu)を
出力して(ステップwu02)，処理を終了する。以上が間欠
受信制御タイミングに関連した動作である。
れる動作を説明する。間欠受信制御手段43はスリープモ
ードにあってもOV(sl)を検出すると，モデム部4をスリ
ープ状態から解除する(ステップwu00)。ただし，レイク
復調部40，多重分離部41，デスクランブル部42は復調動
作を再開しない，再開するのは前述の通りOV(d)の出力
によってである。次にVC-TCXO1，基準信号群生成部2，
受信部3の電源をオンする(ステップwu01)。次に立ち上
げた各部の状態が安定する時間を確保するため，前記低
電力タイマ手段51へt2時間の計数を指示する起動(wu)を
出力して(ステップwu02)，処理を終了する。以上が間欠
受信制御タイミングに関連した動作である。
【００４３】次に本実施例の状態ベクトルと受信時間の
算出のしくみについて説明する。先ず状態ベクトルにつ
いて示す。図8はPN符号発生器の基本要素である線形回
帰シフトレジスタの構造を説明する図である。線形回帰
シフトレジスタの一例は，レジスタの段間に排他的論理
和ゲートが挿入された構造を持つ。最大遅延出力が前記
排他的論理和ゲート及び初段レジスタに帰還される構造
で，排他的論理和ゲートの挿入位置は発生する系列の特
性多項式よって定まる。ｎ次の特性多項式によって発生
する系列の周期は2のｎ乗−１である。ショートコード
は1周期の系列でユニークに出現する14個の連続する0を
検出した際，1個の０を出力に挿入した系列で，周期が2
の15乗である。図8に示した線形回帰シフトレジスタの
レジスタの段数を15段として，0挿入回路を追加するこ
とで構成出来る(図示せず)。このレジスタの値を列ベク
トルとしたものを状態ベクトルとする。本実施例の受信
装置に用いるPN符号発生器の状態ベクトルは図8に示し
たようにロード入力により任意に設定可能とする。
算出のしくみについて説明する。先ず状態ベクトルにつ
いて示す。図8はPN符号発生器の基本要素である線形回
帰シフトレジスタの構造を説明する図である。線形回帰
シフトレジスタの一例は，レジスタの段間に排他的論理
和ゲートが挿入された構造を持つ。最大遅延出力が前記
排他的論理和ゲート及び初段レジスタに帰還される構造
で，排他的論理和ゲートの挿入位置は発生する系列の特
性多項式よって定まる。ｎ次の特性多項式によって発生
する系列の周期は2のｎ乗−１である。ショートコード
は1周期の系列でユニークに出現する14個の連続する0を
検出した際，1個の０を出力に挿入した系列で，周期が2
の15乗である。図8に示した線形回帰シフトレジスタの
レジスタの段数を15段として，0挿入回路を追加するこ
とで構成出来る(図示せず)。このレジスタの値を列ベク
トルとしたものを状態ベクトルとする。本実施例の受信
装置に用いるPN符号発生器の状態ベクトルは図8に示し
たようにロード入力により任意に設定可能とする。
【００４４】次に図9によりスクランブル及びデスクラ
ンブルで使用されるロングコード用PN符号発生器の構造
を説明する。図9において，L1は線形回帰42段シフトレ
ジスタ，L2は42個の2入力論理積アレイ，L3は42入力の
モジュロ2加算器である。線形回帰42段シフトレジスタL
1はロード入力により状態を任意に設定可能である。ロ
ングコード用PN符号は前記線形回帰42段シフトレジスタ
の状態ベクトルとロングコードマスクビットと呼ばれる
ビット列との間で各段毎の論理積演算を行い，その42個
の出力をモジュロ2で加算した系列である。ロングコー
ド出力は前記モジュロ2加算器L3より出力される。ロン
グコードマスクビットの設定により線形回帰シフトレジ
スタの出力系列を時間シフトする機能がある。
ンブルで使用されるロングコード用PN符号発生器の構造
を説明する。図9において，L1は線形回帰42段シフトレ
ジスタ，L2は42個の2入力論理積アレイ，L3は42入力の
モジュロ2加算器である。線形回帰42段シフトレジスタL
1はロード入力により状態を任意に設定可能である。ロ
ングコード用PN符号は前記線形回帰42段シフトレジスタ
の状態ベクトルとロングコードマスクビットと呼ばれる
ビット列との間で各段毎の論理積演算を行い，その42個
の出力をモジュロ2で加算した系列である。ロングコー
ド出力は前記モジュロ2加算器L3より出力される。ロン
グコードマスクビットの設定により線形回帰シフトレジ
スタの出力系列を時間シフトする機能がある。
【００４５】図9の構造では符号の周期は2の42乗となり
ショートコードに比べて格段に長い。
ショートコードに比べて格段に長い。
【００４６】さて，図8や図9の線形回帰レジスタの状態
遷移は図10に示すような遷移行列Tで表すことができ
る。Tは図8の構造を反映したもので，特性方程式の係数
列ベクトルと単位時間シフト操作を行なう対角要素が重
要で，他の部分は0となる。ある状態(甲)からｊステッ
プ遷移した状態(乙)を算出するためにはTをｊ乗した行
列を状態(甲)の列ベクトルに掛け算すれば良い。ショー
トコードでは周期が2の15乗となるような0挿入によって
調整が必要となる。しかし，ロングコードは用意する行
列が42×42のものとなるが，そのまま算出することが可
能である。本実施例の場合はPN符号算出手段46が算出す
る指示値ｉによって使用する行列を指定する。低電力タ
イマ手段51の計時精度のずれ幅分の行列を予め計算して
用意して置けば良い。
遷移は図10に示すような遷移行列Tで表すことができ
る。Tは図8の構造を反映したもので，特性方程式の係数
列ベクトルと単位時間シフト操作を行なう対角要素が重
要で，他の部分は0となる。ある状態(甲)からｊステッ
プ遷移した状態(乙)を算出するためにはTをｊ乗した行
列を状態(甲)の列ベクトルに掛け算すれば良い。ショー
トコードでは周期が2の15乗となるような0挿入によって
調整が必要となる。しかし，ロングコードは用意する行
列が42×42のものとなるが，そのまま算出することが可
能である。本実施例の場合はPN符号算出手段46が算出す
る指示値ｉによって使用する行列を指定する。低電力タ
イマ手段51の計時精度のずれ幅分の行列を予め計算して
用意して置けば良い。
【００４７】次に受信時間t4であるが，先ず標準値を定
め， PN符号位相算出手段46の出力する指示値ｉで前記
標準値を補正することで算出する。標準値は受信スロッ
トを全て受信した後，その復調及びデコード処理を全て
終了するため遅延時間を含んだものを定義する。低電力
タイマ手段51及び高精度タイマ手段44の計時誤差が０で
あるとすれば， 標準値＝スロットサイクル周期−t1−t2−t3 として定義する。前記指示値ｉによって，前記タイマ手
段51によるt1+t2が設計値より短縮していたとすれば，t
4を相当量延長するように補正を行なう。この補正計算
は，受信時間算出手段49によって行なう。この結果，t4
の経過によるオーバフローOV(r)の出力タイミングと基
地局からのページングチャネルスロットの終了時間との
時間差が一定になる。ページングチャネルスロットはPN
ショートコードロールオーバに同期しているから，前記
OV(r)の出力時点のショートコードの状態ベクトルは一
定値となり，予め求めることができる。以下この既知の
I信号用の状態ベクトルをS_i，Q信号用の状態ベクトル
をS_qの記号で参照する。
め， PN符号位相算出手段46の出力する指示値ｉで前記
標準値を補正することで算出する。標準値は受信スロッ
トを全て受信した後，その復調及びデコード処理を全て
終了するため遅延時間を含んだものを定義する。低電力
タイマ手段51及び高精度タイマ手段44の計時誤差が０で
あるとすれば， 標準値＝スロットサイクル周期−t1−t2−t3 として定義する。前記指示値ｉによって，前記タイマ手
段51によるt1+t2が設計値より短縮していたとすれば，t
4を相当量延長するように補正を行なう。この補正計算
は，受信時間算出手段49によって行なう。この結果，t4
の経過によるオーバフローOV(r)の出力タイミングと基
地局からのページングチャネルスロットの終了時間との
時間差が一定になる。ページングチャネルスロットはPN
ショートコードロールオーバに同期しているから，前記
OV(r)の出力時点のショートコードの状態ベクトルは一
定値となり，予め求めることができる。以下この既知の
I信号用の状態ベクトルをS_i，Q信号用の状態ベクトル
をS_qの記号で参照する。
【００４８】ここで図11により指示値ｉに基づく各算出
値の関係を整理して置く。
値の関係を整理して置く。
【００４９】図11の最上段はt1，t2，t3の計時誤差0の
理想状態を表すものである。この時のt4が標準値とな
る。またスロットサイクルを2.56秒とする。上位から2
段目は低電力タイマ手段51によるt1，t2の計数の実際例
を示し，3段目が高精度タイマ手段44による計数の実際
例を示す。図11では低電力タイマ手段51によるt1，t2期
間が短く，高精度タイマ手段44によるt3の計数開始が理
想状態より早く，t4が相当分延長している様子を示す。
図示したようにPN符号位相算出手段46による指示値ｉ
を，ｉ=−ｋとすると，受信時間算出手段49によるt4はt
4=標準値＋kと算出される。図11には，さらにデスクラ
ンブラ部42のロングコード用PN符号発生器の状態ベクト
ル値と，レイク復調部40のショートコード用PN符号発生
器の状態ベクトル値を示す。図11の最下段には時間流れ
を示す。着目するのは最初のt4経過時点のa，高精度タ
イマ手段44によるt3経過時点のb，及びt4経過時点のcで
ある。時点ａにおけるデスクランブラ部42の状態ベクト
ルをS_end(tn)で表す。またレイク復調部40の状態ベク
トルは，時点aでは前述の通り一定値S_i，S_qである。
理想状態を表すものである。この時のt4が標準値とな
る。またスロットサイクルを2.56秒とする。上位から2
段目は低電力タイマ手段51によるt1，t2の計数の実際例
を示し，3段目が高精度タイマ手段44による計数の実際
例を示す。図11では低電力タイマ手段51によるt1，t2期
間が短く，高精度タイマ手段44によるt3の計数開始が理
想状態より早く，t4が相当分延長している様子を示す。
図示したようにPN符号位相算出手段46による指示値ｉ
を，ｉ=−ｋとすると，受信時間算出手段49によるt4はt
4=標準値＋kと算出される。図11には，さらにデスクラ
ンブラ部42のロングコード用PN符号発生器の状態ベクト
ル値と，レイク復調部40のショートコード用PN符号発生
器の状態ベクトル値を示す。図11の最下段には時間流れ
を示す。着目するのは最初のt4経過時点のa，高精度タ
イマ手段44によるt3経過時点のb，及びt4経過時点のcで
ある。時点ａにおけるデスクランブラ部42の状態ベクト
ルをS_end(tn)で表す。またレイク復調部40の状態ベク
トルは，時点aでは前述の通り一定値S_i，S_qである。
【００５０】さて，本実施例ではt3の期間内に指示値i=
-kから，時点bでのロングコード用状態ベクトルS＿long
とショートコード用状態状態ベクトルS_short_i，S_sho
rt_qを，ロングコード用状態ベクトル算出手段48と，シ
ョートコード用状態ベクトル算出手段47にて算出する。
ここで，ロングコード用遷移行列をTL(・)で，ショート
コード用遷移行列をTSi(・)，TSq(・)として表し，(・)
内の時間経過に対応した遷移行列を表すとすると，
-kから，時点bでのロングコード用状態ベクトルS＿long
とショートコード用状態状態ベクトルS_short_i，S_sho
rt_qを，ロングコード用状態ベクトル算出手段48と，シ
ョートコード用状態ベクトル算出手段47にて算出する。
ここで，ロングコード用遷移行列をTL(・)で，ショート
コード用遷移行列をTSi(・)，TSq(・)として表し，(・)
内の時間経過に対応した遷移行列を表すとすると，
【００５１】
【数１】
【００５２】
【数２】
【００５３】
【数３】
【００５４】で計算により求めることができる。
【００５５】この算出した状態ベクトルを使用して，時
点bより復調動作を開始する。そして時点cでのデスクラ
ンブラ部42の状態ベクトルはS_end(tn)からスロットサ
イクル時間だけ経過した値であり，レイク復調部40の状
態ベクトルは再びS_i，S_qとなる。
点bより復調動作を開始する。そして時点cでのデスクラ
ンブラ部42の状態ベクトルはS_end(tn)からスロットサ
イクル時間だけ経過した値であり，レイク復調部40の状
態ベクトルは再びS_i，S_qとなる。
【００５６】図11に対応した，本実施例の受信装置にお
ける電源制御の様子を図12に示す。これまでに説明して
きたようにVC-TCXO1，基準信号生成部2，受信部3に対す
る電源はt1期間オフしt2，t3，t4の期間オンする。また
レイク復調部40，多重分離部41，デスクランブラ部42の
動作はt1，t2，t3の期間停止し，t4でのみ復調動作を行
なうものである。時間率の大部分を休止状態であるt1期
間に割り当てることで，このt1期間は低電力タイマ手段
51が動作しているだけであり受信装置の平均消費電力を
低減できる。
ける電源制御の様子を図12に示す。これまでに説明して
きたようにVC-TCXO1，基準信号生成部2，受信部3に対す
る電源はt1期間オフしt2，t3，t4の期間オンする。また
レイク復調部40，多重分離部41，デスクランブラ部42の
動作はt1，t2，t3の期間停止し，t4でのみ復調動作を行
なうものである。時間率の大部分を休止状態であるt1期
間に割り当てることで，このt1期間は低電力タイマ手段
51が動作しているだけであり受信装置の平均消費電力を
低減できる。
【００５７】次にレイク復調部40，多重分離部41，デス
クランブラ部42の内部構成を図13を用いて説明する。図
13において400はサーチ回路，401，403，405，407はシ
ョートコード用PN符号発生器，402，404，406はフィン
ガ回路，409は合成部，420は排他的論理和ゲート,421は
図9に示した内部構造を持つロングコード用PN符号発生
器，422はデータセレクタである。レイク復調部40に入
力したI,Q信号はサーチ回路400，フィンガ回路402,404,
406に接続される。サーチ回路400はショートコード用PN
符号生成器401を内蔵して，マルチパス信号を探索し
て，各パスの符号位相情報をフィンガ回路402,404,406
へ出力する。フィンガ回路402,404,406はそれぞれ，専
用のPN符号発生回路403,405,407を内蔵して，各パスに
独立にトラッキングして，復調を行なう。合成部409は
各フィンガ回路402,404,406の復調出力のスキューを合
成してパス合成ダイバーシチを実施し，多重分離部41へ
出力する。多重分離部41から出力されたトラフィックチ
ャネル(TCH)あるいはページングチャネル(PaCH)は，排
他的論理和ゲート420において，ロングコード用PN符号
生成器421が出力するロングコードによってデスクラン
ブルされる。上記通常受信の構成に加えて，本実施例で
は，さらに間欠受信のため，以下の接続が追加される。
クランブラ部42の内部構成を図13を用いて説明する。図
13において400はサーチ回路，401，403，405，407はシ
ョートコード用PN符号発生器，402，404，406はフィン
ガ回路，409は合成部，420は排他的論理和ゲート,421は
図9に示した内部構造を持つロングコード用PN符号発生
器，422はデータセレクタである。レイク復調部40に入
力したI,Q信号はサーチ回路400，フィンガ回路402,404,
406に接続される。サーチ回路400はショートコード用PN
符号生成器401を内蔵して，マルチパス信号を探索し
て，各パスの符号位相情報をフィンガ回路402,404,406
へ出力する。フィンガ回路402,404,406はそれぞれ，専
用のPN符号発生回路403,405,407を内蔵して，各パスに
独立にトラッキングして，復調を行なう。合成部409は
各フィンガ回路402,404,406の復調出力のスキューを合
成してパス合成ダイバーシチを実施し，多重分離部41へ
出力する。多重分離部41から出力されたトラフィックチ
ャネル(TCH)あるいはページングチャネル(PaCH)は，排
他的論理和ゲート420において，ロングコード用PN符号
生成器421が出力するロングコードによってデスクラン
ブルされる。上記通常受信の構成に加えて，本実施例で
は，さらに間欠受信のため，以下の接続が追加される。
【００５８】間欠受信制御手段43からのサーチ起動(s)
をサーチ回路400に入力し，フィンガ回路402に内蔵する
ショートコード用PN符号発生器403へ，S_short_iとS_sh
ort_qを状態ベクトルのロード値として入力する。また
同フィンガ402からショートコードロールオーバタイミ
ングを間欠受信制御手段43へ出力する。間欠受信制御手
段43は連続受信中，このショートコードロールオーバタ
イミングを入力して，連続状態から，間欠受信状態に遷
移する基準に用いるものである。また前記フィンガ回路
402が間欠受信時，算出された状態ベクトルを用いて復
調を開始する。
をサーチ回路400に入力し，フィンガ回路402に内蔵する
ショートコード用PN符号発生器403へ，S_short_iとS_sh
ort_qを状態ベクトルのロード値として入力する。また
同フィンガ402からショートコードロールオーバタイミ
ングを間欠受信制御手段43へ出力する。間欠受信制御手
段43は連続受信中，このショートコードロールオーバタ
イミングを入力して，連続状態から，間欠受信状態に遷
移する基準に用いるものである。また前記フィンガ回路
402が間欠受信時，算出された状態ベクトルを用いて復
調を開始する。
【００５９】一方，ロングコード用PN符号発生器421の
状態ベクトルはデータセレクタ422を介し設定される。
通常は同期チャネル(SCH)を解読して設定値を算出する
が，間欠受信時は，ロングコード用状態ベクトル算出手
段48が出力するS_longを選択するようにデータセレクタ
422が切り替わる。またロングコード状態ベクトルの値
はS_end として出力する。
状態ベクトルはデータセレクタ422を介し設定される。
通常は同期チャネル(SCH)を解読して設定値を算出する
が，間欠受信時は，ロングコード用状態ベクトル算出手
段48が出力するS_longを選択するようにデータセレクタ
422が切り替わる。またロングコード状態ベクトルの値
はS_end として出力する。
【００６０】以上のレイク復調部40，多重分離部41，デ
スクランブル部42の内部構成により間欠受信制御に対応
した復調動作が実施される。
スクランブル部42の内部構成により間欠受信制御に対応
した復調動作が実施される。
【００６１】以上，本実施例によれば，休止状態中に受
信部3，モデム部4だけでなく高精度の基準発振手段であ
るVC-TCXO1を停止することが可能となった。これは精度
の劣る低電力タイマ手段51を用いて大まかに休止状態を
管理しても，受信再開時に予測された位相ずれの範囲で
数値計算により符号位相を算出し，新たに起動した高精
度タイマ手段44によって復調を開始するときの状態ベク
トルを設定できるためである。なお，位相のずれを予測
した範囲内に限定できるのは，ページングチャネルスロ
ットを含む受信時間をスロットサイクル毎に調整して，
休止状態を計時したときの誤差を補償するようにしたた
めである。また，符号位相の算出結果の信頼度を評価
し，伝播路状況によって信頼度が低下した時は直ちにサ
ーチ動作を起動するので，常態への復帰が迅速に行われ
る効果がある。
信部3，モデム部4だけでなく高精度の基準発振手段であ
るVC-TCXO1を停止することが可能となった。これは精度
の劣る低電力タイマ手段51を用いて大まかに休止状態を
管理しても，受信再開時に予測された位相ずれの範囲で
数値計算により符号位相を算出し，新たに起動した高精
度タイマ手段44によって復調を開始するときの状態ベク
トルを設定できるためである。なお，位相のずれを予測
した範囲内に限定できるのは，ページングチャネルスロ
ットを含む受信時間をスロットサイクル毎に調整して，
休止状態を計時したときの誤差を補償するようにしたた
めである。また，符号位相の算出結果の信頼度を評価
し，伝播路状況によって信頼度が低下した時は直ちにサ
ーチ動作を起動するので，常態への復帰が迅速に行われ
る効果がある。
【００６２】最後に本発明の基本原理を整理しておく，
図15は本発明の基本原理を説明する構成図である。同図
において3Dは無線信号を受信し，直交検波されたI,Q信
号を出力する受信部，4Dはレイク復調，多重分離，デス
クランブル処理を行なう復調部，43Dが間欠受信制御手
段となる。51Dが第1のタイマ手段，44aが第2のタイマ手
段，44bが第3のタイマ手段である。また478が状態ベク
トル算出手段である。その他図1と同等の部分には同じ
符号を付した。また，波形蓄積手段45，PN符号位相算出
手段46，受信時間算出手段49，状態ベクトル算出手段47
8は，間欠受信制御手段43Dの制御下で動作するものであ
る。ただし図15では制御信号を省略して図示していな
い。
図15は本発明の基本原理を説明する構成図である。同図
において3Dは無線信号を受信し，直交検波されたI,Q信
号を出力する受信部，4Dはレイク復調，多重分離，デス
クランブル処理を行なう復調部，43Dが間欠受信制御手
段となる。51Dが第1のタイマ手段，44aが第2のタイマ手
段，44bが第3のタイマ手段である。また478が状態ベク
トル算出手段である。その他図1と同等の部分には同じ
符号を付した。また，波形蓄積手段45，PN符号位相算出
手段46，受信時間算出手段49，状態ベクトル算出手段47
8は，間欠受信制御手段43Dの制御下で動作するものであ
る。ただし図15では制御信号を省略して図示していな
い。
【００６３】受信部3DのI,Q信号出力は復調部4Dと波形
蓄積手段45へ接続する。前記復調部4DはI,Q信号を復調
して受信データを得る。復調部4Dは図示しない逆拡散用
のPN符号発生器の状態ベクトルを外部から設定できる。
前記受信部3Dの電源オン／オフ，及び前記復調部4Dの復
調動作／停止の制御はそれぞれ独立して間欠受信制御手
段43Dからの信号で行なう。さて本発明では間欠受信の
動作タイミングを制御するため低電力，低精度であり，
休止時間を管理する第1のタイマ手段51Dと，高精度で復
調再起動時間を管理する第2のタイマ手段44a，同じく復
調継続時間を管理する44bの少なくとも３つのタイマ手
段を間欠受信制御手段43Dに接続する。休止時間を管理
している第1のタイマ手段が動作中は，復調部4D，第2，
第3のタイマ手段を停止させ，休止期間の消費電力を低
減する。第1のタイマ手段により休止期間が終了した事
を検出した間欠受信制御手段43Dは，前記第2のタイマ手
段44bを利用して復調動作を再開させる。このときPN符
号同期を復調部4Dで再同期する必要があり，前記波形蓄
積手段45とPN符号位相算出手段46及び状態ベクトル算出
手段478が用いられる。PN符号位相算出手段46は，波形
蓄積手段45が第2のタイマ手段の起動と同時に取得した
処理ブロック長の波形データを用いて，その符号位相を
算出する。この結果を元に第2のタイマ手段の計時終了
時刻の状態ベクトルを状態ベクトル算出手段478で算出
する。間欠受信制御手段43Dは，求めた状態ベクトルを
復調部4Dに設定して，第2のタイマ手段の計時終了と同
時に復調部4Dの復調動作を再開させる。また休止期間の
時間的な変動を補償するため，復調継続時間を調整す
る。これはPN位相算出手段46の結果を元に，休止期間が
設計値よりどの位短縮もしくは延長したかを検出して，
相当量を所定の復調継続時間に加減する。この演算は受
信時間算出手段49で前記第2のタイマが計時動作中に行
われる。ここで求めた，継続時間長さ情報が間欠受信制
御手段を経由して第３のタイマ手段44bに設定される。
間欠受信制御手段43Dは第3のタイマで管理する復調継続
時間が終了すると，再び前記第1タイマ手段を起動して
休止状態に移行する。以上が本発明の基本原理である。
蓄積手段45へ接続する。前記復調部4DはI,Q信号を復調
して受信データを得る。復調部4Dは図示しない逆拡散用
のPN符号発生器の状態ベクトルを外部から設定できる。
前記受信部3Dの電源オン／オフ，及び前記復調部4Dの復
調動作／停止の制御はそれぞれ独立して間欠受信制御手
段43Dからの信号で行なう。さて本発明では間欠受信の
動作タイミングを制御するため低電力，低精度であり，
休止時間を管理する第1のタイマ手段51Dと，高精度で復
調再起動時間を管理する第2のタイマ手段44a，同じく復
調継続時間を管理する44bの少なくとも３つのタイマ手
段を間欠受信制御手段43Dに接続する。休止時間を管理
している第1のタイマ手段が動作中は，復調部4D，第2，
第3のタイマ手段を停止させ，休止期間の消費電力を低
減する。第1のタイマ手段により休止期間が終了した事
を検出した間欠受信制御手段43Dは，前記第2のタイマ手
段44bを利用して復調動作を再開させる。このときPN符
号同期を復調部4Dで再同期する必要があり，前記波形蓄
積手段45とPN符号位相算出手段46及び状態ベクトル算出
手段478が用いられる。PN符号位相算出手段46は，波形
蓄積手段45が第2のタイマ手段の起動と同時に取得した
処理ブロック長の波形データを用いて，その符号位相を
算出する。この結果を元に第2のタイマ手段の計時終了
時刻の状態ベクトルを状態ベクトル算出手段478で算出
する。間欠受信制御手段43Dは，求めた状態ベクトルを
復調部4Dに設定して，第2のタイマ手段の計時終了と同
時に復調部4Dの復調動作を再開させる。また休止期間の
時間的な変動を補償するため，復調継続時間を調整す
る。これはPN位相算出手段46の結果を元に，休止期間が
設計値よりどの位短縮もしくは延長したかを検出して，
相当量を所定の復調継続時間に加減する。この演算は受
信時間算出手段49で前記第2のタイマが計時動作中に行
われる。ここで求めた，継続時間長さ情報が間欠受信制
御手段を経由して第３のタイマ手段44bに設定される。
間欠受信制御手段43Dは第3のタイマで管理する復調継続
時間が終了すると，再び前記第1タイマ手段を起動して
休止状態に移行する。以上が本発明の基本原理である。
【００６４】
【発明の効果】本発明は，従来，CDMA方式の間欠受信に
おいて必要とされた，逆拡散用符号発生手段の休止期間
中の自走動作，あるいは休止期間を管理する高精度の発
振回路を不要とした。
おいて必要とされた，逆拡散用符号発生手段の休止期間
中の自走動作，あるいは休止期間を管理する高精度の発
振回路を不要とした。
【００６５】本発明は休止期間を精度の劣るタイマ手段
で管理する。受信再開時には，受信信号のPN符号位相を
算出し，この算出値を元に所定時刻後のPN符号発生器の
状態ベクトルを設定し，新たに起動した高精度のタイマ
手段により前記所定時刻の経過を管理し，再同期を行な
う。さらに前記状態ベクトルを短時間で求めるために，
本発明は，休止期間の変動に対し前記算出値を元に受信
時間を毎回調整して，受信再開時の符号位相ずれを予測
する範囲内に限定している。
で管理する。受信再開時には，受信信号のPN符号位相を
算出し，この算出値を元に所定時刻後のPN符号発生器の
状態ベクトルを設定し，新たに起動した高精度のタイマ
手段により前記所定時刻の経過を管理し，再同期を行な
う。さらに前記状態ベクトルを短時間で求めるために，
本発明は，休止期間の変動に対し前記算出値を元に受信
時間を毎回調整して，受信再開時の符号位相ずれを予測
する範囲内に限定している。
【００６６】以上の結果，間欠受信の休止期間は，前記
精度の劣るタイマ手段を除く受信系回路及び移動通信端
末で用いる高精度の基準発振回路を停止することが可能
となった。
精度の劣るタイマ手段を除く受信系回路及び移動通信端
末で用いる高精度の基準発振回路を停止することが可能
となった。
【００６７】計時精度の劣るタイマ手段には低電力なデ
バイスが選択できるため，間欠受信時の休止期間の消費
電力の一層の低減を図ることができる。
バイスが選択できるため，間欠受信時の休止期間の消費
電力の一層の低減を図ることができる。
【図１】本発明の実施例の受信装置の構成を説明する図
【図２】間欠受信制御タイミングを説明する図
【図３】OV(wu)を検出すると実行される動作のフローチ
ャート図
ャート図
【図４】変数の関係を説明する図
【図５】OV(d)を検出すると実行される動作のフローチ
ャート図
ャート図
【図６】OV(r)を検出すると実行される動作のフローチ
ャート図
ャート図
【図７】OV(sl)を検出すると実行される動作のフローチ
ャート図
ャート図
【図８】線形回帰シフトレジスタの構造を説明する図
（ショートコード用15段）
（ショートコード用15段）
【図９】ロングコード用PN符号生成器の構造を説明する
【図１０】線形回帰シフトレジスタをを遷移行列で表現
した一例（図11の構造に対応）
した一例（図11の構造に対応）
【図１１】指示値ｉに基づく各算出値の関係を説明する
図
図
【図１２】本発明の実施例の受信装置における電源制御
の様子を説明する図
の様子を説明する図
【図１３】レイク復調部40及びデスクランブル部42の内
部構成を説明する図
部構成を説明する図
【図１４】基地局の送信部の構成を説明する図
【図１５】本発明の基本原理を説明する構成図
1…VC-TCXO， 2…基準信号群生成部， 3，3D…受信部， 4…モデム部， 4D…復調部 40…レイク復調部， 41…多重分離部， 42…デスクランブラ部， 43,43D…間欠受信制御手段， 44…高精度タイマ手段， 44a…第2のタイマ手段 44b…第3のタイマ手段 45…波形蓄積手段， 46…PN符号位相算出手段， 47…ショートコード用状態ベクトル算出手段， 48…ロングコード用状態ベクトル算出手段， 478…状態ベクトル算出手段 49…受信時間算出手段， 50…水晶振動子， 51…低電力タイマ手段 51D…第1のタイマ手段 400…サーチ回路， 401，403，405，407…ショートコード用PN符号発生器， 402，404，406…フィンガ回路， 409…合成部， 420…排他的論理和ゲート, 421…ロングコード用PN符号発生器， 422…データセレクタ L1…線形回帰42段シフトレジスタ， L2…2入力論理積アレイ， L3…モジュロ2加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 江口 利哉 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所家電・情報メディア事業本 部内
Claims (3)
- 【請求項１】逆拡散用の符号発生手段を備えたスペクト
ラム拡散信号の受信装置において，間欠受信の休止期間
を，第1のタイマ手段で管理し，受信再開時には，受信
信号の拡散符号位相を算出し，この算出値を元に所定時
刻後の逆拡散用符号発生手段の状態値を設定し，受信再
開時に新たに起動した第2のタイマ手段により前記所定
時刻の経過を管理して，所定時刻経過後拡散信号の復調
動作を再開し，前記算出値を元に復調動作の継続時間を
毎回調整する間欠受信制御を備えたスペクトラム拡散信
号の受信装置。 - 【請求項２】逆拡散用の符号発生手段を備えたスペクト
ラム拡散信号の受信装置において，受信状態から休止状
態に移行する際に起動される第1のタイマ手段と，休止
状態から受信を再開する際に起動され，時間長さ甲を計
数する第2のタイマ手段と，所定の長さの受信信号をデ
ィジタルデータ形式で蓄積する蓄積手段と，前記蓄積手
段に格納した受信信号に関する拡散符号位相を算出する
符号位相算出手段と，算出した拡散符号位相を元に，該
位相から前記甲に相当する時間経過後の符号位相に対応
する前記符号発生手段の状態ベクトルを算出する状態ベ
クトル算出手段と，前記蓄積手段に蓄積動作を開始した
際，第2のタイマ手段の計数を起動して，さらに前記第2
のタイマがオーバフローしたときに，前記状態ベクトル
算出手段の算出結果を用いて前記符号発生手段が動作を
開始するように制御する間欠受信制御手段を備えたこと
を特徴とするスペクトラム拡散信号の受信装置。 - 【請求項３】前記算出した符号位相を元に，前記第2の
タイマがオーバーフローした時刻から受信すべき呼び出
しチャネルのスロット期間を含み，予め定めた受信処理
時間を加算した，受信時間の長さ乙を算出する受信時間
算出手段と，計数する時間長さが起動時に任意に設定で
きる第3のタイマ手段と，前記間欠受信制御手段は，前
記第2のタイマ手段がオーバフローしたときに，前記受
信時間算出手段の算出した乙を前記第3のタイマ手段に
設定して計数を起動し，第3のタイマ手段がオーバフロ
ーした時に前記第1のタイマ手段を起動する前記間欠受
信制御手段を備えた2項記載のスペクトラム拡散信号の
受信装置。
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