JPH11231045A

JPH11231045A - ミリ波ｆｍ−ｃｗレーダ装置

Info

Publication number: JPH11231045A
Application number: JP10046320A
Authority: JP
Inventors: Tokumasa Ishitobi; 徳昌石飛
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1998-02-13
Filing date: 1998-02-13
Publication date: 1999-08-27

Abstract

(57)【要約】【課題】近距離の探知が可能なようにＦＭ変調の変調
デビエーションを拡大しながらも非直線性誤差が少ない
ミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供する。【解決手段】デジタル準三角波信号を発生する三角波
信号発生手段と、三角波信号発生手段に接続されてお
り、入力されるデジタル準三角波信号をアナログ準三角
波信号に変換するデジタル／アナログ変換器と、デジタ
ル／アナログ変換器に接続されており、入力されるアナ
ログ準三角波信号によりＦＭ変調されるミリ波信号発振
器とを備えたミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置が提供され
る。特に本発明によれば、三角波信号発生手段は、ミリ
波信号発振器の非直線性を補償するようにあらかじめ定
められた変換規則に従ってデジタル準三角波信号を生成
するように構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、レーダ装置に関
し、特に自動車、列車及び航空機等の移動体に搭載され
その安全装備として使用されるミリ波ＦＭ−ＣＷ（連続
波周波数変調）レーダ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信及び個人用コンピュー
タの急速な普及に伴う通信用周波数不足を背景に、ミリ
波周波数帯の技術開発が期待されている。一方、２１世
紀に向けて、道路交通の効率化及び安全性を目指したＩ
ＴＳ高度交通システムの計画が推進されている。

【０００３】ミリ波を利用したＦＭ−ＣＷレーダ装置
は、構造が単純で小型軽量化が可能なことから、ＩＴＳ
高度交通システムの一つである車載レーダとして期待さ
れており研究が進められている。図１は、このような小
電力ミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置を車載レーダに利用し
た様子を示す図である。同図に示すように、自動車１０
に搭載された小電力ミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置からミ
リ波１１を約１００ｍ以下の距離の先行車両１２、側方
車両１３又は図示しない後方車両に照射し、車間距離を
計測したり衝突防止に役立てるものである。

【０００４】この種のＦＭ−ＣＷレーダ装置に関連する
技術として、特開平８−８６１７号公報には、ＮＲＤ
（非放射性誘電体）線路構造を使用した生産性に優れた
レーダヘッドが開示されている。また、特開平７−２０
９４０９号公報には、ＮＲＤ線路構造を使って少ない部
品点数で構成できるレーダモジュールが開示されてい
る。さらに、特開平６−２６８４４６号公報には、ミリ
波ＦＭ−ＣＷレーダ装置に適したＦＭ変調器を備えたミ
リ波信号発振器が開示されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ＦＭ−ＣＷレーダ装置
は、構造が単純で小型軽量化に適するが、近距離の目標
を探知するためには適していない。即ち、ＦＭ−ＣＷレ
ーダ装置は、本質的に三角波でＦＭ変調した信号を使用
するのでその受信信号にもこの三角波の高調波成分が現
れるが、近距離の目標からの探知信号は比較的低い周波
数成分として受信信号に現れるので、これが三角波の高
調波成分と重なり合ってしまために近距離の目標の探知
が困難になるのである。ＦＭ変調の変調デビエーション
（周波数偏位幅）を拡大すればこの問題は回避できる
が、それに伴ってミリ波信号発振器の非直線性に起因す
る誤差が大きくなるという新たな問題点が生じてしま
う。

【０００６】また、ミリ波信号発振器の周波数を温度に
対して安定にしようとすると、機械的に非常に丈夫な構
造及び筐体が必要になるか、又は温度制御が必要となり
大型化が避けられない。従って、車載を目的にミリ波信
号発振器の小型化を図ると周波数の温度安定性はある程
度失われてしまう。

【０００７】変調デビエーションが定められた周波数帯
域に対して十分狭ければ、ミリ波信号発振器の温度に対
する周波数安定性が多少悪くても問題にならないが、変
調デビエーションを大きく設定した場合は、ミリ波信号
発振器の温度特性によって定められた周波数帯域からの
逸脱の危険性が発生する。なお、日本国内におけるミリ
波帯レーダの周波数帯域は、社団法人電波産業会特定小
電力無線局ミリ波レーダ用無線設備標準規格ＡＲＩＢ
ＳＴＤ−Ｔ４８に定められている。

【０００８】このように、近距離目標の探知を実現しよ
うとしてＦＭ変調の変調デビエーションを拡大すれば、
非直線性誤差の拡大という問題と温度周波数安定性が悪
化するという２つの問題が生じる。

【０００９】従って本発明の目的は、近距離の探知が可
能なようにＦＭ変調の変調デビエーションを拡大しなが
らも非直線性誤差が少ないミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置
を提供することにある。

【００１０】本発明の他の目的は、近距離の探知が可能
なようにＦＭ変調の変調デビエーションを拡大しながら
も温度周波数安定性に優れたミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装
置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、デジタ
ル準三角波信号を発生する三角波信号発生手段と、三角
波信号発生手段に接続されており、入力されるデジタル
準三角波信号をアナログ準三角波信号に変換するデジタ
ル／アナログ変換器と、デジタル／アナログ変換器に接
続されており、入力されるアナログ準三角波信号により
ＦＭ変調されるミリ波信号発振器とを備えたミリ波ＦＭ
−ＣＷレーダ装置が提供される。特に本発明によれば、
三角波信号発生手段は、ミリ波信号発振器の非直線性を
補償するようにあらかじめ定められた変換規則に従って
デジタル準三角波信号を生成するように構成されてい
る。

【００１２】送信信号を発生するミリ波信号発振器を純
粋な三角波で変調するのでなく、デジタル信号発生手段
が発生した準三角波で変調する。このデジタル信号発生
手段には、ミリ波信号発振器の非直線性が補償されるよ
うな情報があらかじめ与えれらており、そのミリ波信号
発振器固有の非直線性が補償されるような準三角波が出
力される。このように、ミリ波信号発振器の非直線性が
補償されるのでＦＭ変調の変調デビエーションを拡大し
ても非直線誤差が生じない。

【００１３】三角波信号発生手段は、ミリ波信号発振器
の発振周波数と、三角波信号発生手段から出力されるデ
ジタル準三角波信号との関係を表わすあらかじめ測定し
た関数の逆関数に対応する変換規則を有する手段である
ことが好ましい。

【００１４】ミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置が、ミリ波信
号発振器の温度に応じたアナログ温度信号を発生する温
度センサと、温度センサ及びミリ波信号発振器に接続さ
れており、入力されるアナログ温度信号をデジタル温度
信号に変換するアナログ／デジタル変換器とをさらに備
えており、三角波信号発生手段は、アナログ／デジタル
変換器から入力されるデジタル温度信号を、ミリ波信号
発振器の温度特性をも補償するようにあらかじめ定めら
れた変換規則に従って変換することによりデジタル準三
角波信号を生成するように構成されていることがより好
ましい。

【００１５】このように構成することにより、温度周波
数特性も補償されるのでＦＭ変調の変調デビエーション
を拡大しても定められた周波数帯域からの逸脱の危険が
ない。その結果、付随的な問題を生じることなくＦＭ変
調の変調デビエーションを拡大し、近距離目標の探知が
可能となる。

【００１６】この場合、三角波信号発生手段は、ミリ波
信号発振器の発振周波数と、アナログ／デジタル変換器
から出力されるデジタル温度信号と、三角波信号発生手
段から出力されるデジタル準三角波信号との関係を表わ
すあらかじめ測定した関数の逆関数に対応する変換規則
を有する手段であることが好ましい。

【００１７】三角波信号発生手段は、一定周期で増大を
繰り返す第１のバイナリデータ列を発生する第１のバイ
ナリデータ列発生手段と、第１のバイナリデータ列発生
手段からの第１のバイナリデータ列及びアナログ／デジ
タル変換器から入力されるデジタル温度信号である第２
のバイナリデータ列に基づいてあらかじめ定められた変
換規則に従って第３のバイナリデータ列を発生する第３
のバイナリデータ列発生手段とを含んでいることが好ま
しい。

【００１８】第３のバイナリデータ列発生手段は、第１
のバイナリデータ列をＢ１、第２のバイナリデータ列を
Ｂ２、第３のバイナリデータ列をＢ３、第１のバイナリ
データ列Ｂ１が変化した際に理想的なミリ波信号発振器
の発振周波数をｆ_i （Ｂ１）とすると、Ｂ３＝ｆ^-1（Ｂ２，ｆ_i （Ｂ１））なる変換規則を有していることが好ましい。

【００１９】理想的なミリ波信号発振器の発振周波数ｆ
_i （Ｂ１）は、第２のバイナリデータ列Ｂ２に係りなく
第３のバイナリデータ列Ｂ３の変化により補償可能なミ
リ波信号発振器の発振周波数の最大値及び最小値をそれ
ぞれｆ_max 及びｆ_min とし、第１のバイナリデータ列発
生手段の分解能をｎ１とすると、Ｂ１＜（２ⁿ¹−１）／２の時ｆ_i （Ｂ１）＝２Ｂ１（ｆ_max −ｆ_min ）／（２ⁿ¹−
１）＋ｆ_min Ｂ１＞（２ⁿ¹−１）／２の時ｆ_i （Ｂ１）＝２Ｂ１（ｆ_min −ｆ_max ）／（２ⁿ¹−
１）＋ｆ_min＋２（ｆ_max −ｆ_min ）（１＋１／２ⁿ¹）であることが好ましい。

【００２０】本発明の一実施形態においては、第１のバ
イナリデータ列発生手段が所定分解能のバイナリカウン
タで構成され、第３のバイナリデータ列発生手段が変換
規則を有するデジタルデコーダで構成されるかもしれな
い。また、本発明の他の実施形態においては、第１のバ
イナリデータ列発生手段及び第３のバイナリデータ列発
生手段がマイクロコンピュータで構成されるかもしれな
い。

【００２１】

【発明の実施の形態】図２は本発明のミリ波ＦＭ−ＣＷ
レーダ装置の一実施形態における構成を概略的に示すブ
ロック図である。

【００２２】同図において、２０はアナログの三角波信
号を発生するアナログ変調信号発生部、２１はアナログ
変調信号発生部２０から印加される三角波信号によって
周波数変調されてミリ波信号を発生するミリ波信号発振
器、２２はミリ波信号を送り出す送信アンテナ、２３は
目標物、２４は受信アンテナ、２５は受信アンテナ２４
からの受信信号をミリ波信号で復調する復調器をそれぞ
れ示している。

【００２３】アナログ変調信号発生部２０から出力され
る三角波信号の周波数（変調周波数）をｆ_m 、ＦＭ変調
の変調デビエーション（周波数偏位幅）をΔｆ、目標物
２３までの距離（目標距離）をＩ、復調器２５から出力
される復調信号の周波数（復調周波数）をｆ_d 、光速度
をｃとすると、これらの間には、ｆ_d ＝（４Ｉｆ_m Δｆ）／ｃの関係がある。従来の技術の部分で説明したように、受
信信号には変調周波数ｆ_m の奇数倍の周波数成分が含ま
れているので、ｆ_d ／ｆ_m ＝（４ＩΔｆ）／ｃが、例え
ば１１倍程度では復調周波数ｆ_d の信号は変調周波数ｆ
_m の１１倍の周波数成分と重なりあってしまい、探知が
困難となる。この解決のためには、変調デビエーション
Δf を大きく設定し、復調周波数と変調周波数との比ｆ
_d ／ｆ_m を大きくすればよい。なお、以下の説明では、
復調周波数と変調周波数との比ｆ_d／ｆ_m が１１になる
目標距離を最小探知距離と呼ぶこととする。

【００２４】一般に、ミリ波信号発振器２１には、非直
線性が存在する。図３は、米国ＭＤＴ社の７６．５ＧＨ
ｚ帯ガン発振器の入力変調電圧Ｖ_t （横軸）と発振周波
数ｆ_o （縦軸）との関係を示している。同図から明らか
なように、入力変調電圧Ｖ_tの変化に対する発振周波数
ｆ_o の変化ｄｆ_o ／ｄＶ_t は一定でない。従って、この
ようなミリ波信号発振器２１に純粋な三角波を入力する
と、このミリ波信号発振器の瞬時発振周波数は、この非
直線性の故に必ずしも時間に比例しない。これがレーダ
装置の非直線誤差となるのである。

【００２５】このため、従来技術では、ミリ波信号発振
器の非直線性がなるべく小さい領域に変調デビエーショ
ンを設定していた。図３のガン発振器の場合、入力変調
電圧Ｖ_t が１０Ｖに近づけば近づくほどｄｆ_o ／ｄＶ_t
が一定値となるので、例えば入力変調電圧Ｖ_t ＝８〜１
０Ｖに設定し、変調デビエーションを６６ＭＨｚとして
いた。これによると最小探知距離は、目標距離Ｉ＝１
２．５ｍの時となり、それより近傍の目標の探知は、極
めて困難となってしまう。

【００２６】そこで、本実施形態のミリ波ＦＭ−ＣＷレ
ーダ装置では、アナログ変調信号発生部２０からミリ波
信号発振器２１の非直線性を補償するようにあらかじめ
定められた変換規則に従った三角波（このような三角波
を以下準三角波と称する）信号を発生させることによ
り、非直線誤差を補償しているのである。非直線誤差が
補償されるので、入力変調電圧Ｖ_t をより広い範囲、例
えば０〜１０Ｖとして、ＦＭ変調の変調デビエーション
を概ねΔｆ＝４５０ＭＨｚとしている。以下、このよう
なアナログ準三角波信号を発生する本実施形態のアナロ
グ変調信号発生部２０について詳細に説明する。

【００２７】図４は、本実施形態のアナログ変調信号発
生部２０の構成を概略的に示すブロック図である。

【００２８】同図において、４０はデジタルパルス列を
発生するデジタルパルス発振器、４１はデジタルパルス
発振器４０からのデジタルパルス列に応じて第１のバイ
ナリデータ列を生成するバイナリカウンタ、４２はミリ
波信号発振器２１と熱結合しており、このミリ波信号発
振器２１の温度に応じたアナログ信号を発生する例えば
サーミスタ等の温度センサ、４３は温度センサ４２から
のアナログ温度信号を第２のバイナリデータ列に変換す
るＡ／Ｄ変換器、４４は入力される第１及び第２のバイ
ナリデータ列をミリ波信号発振器２１の温度特性と非直
線性を補償するようにあらかじめ設定された変換規則に
従って準三角波である第３のバイナリデータ列に変換し
て出力するデジタルデコーダ、４５はデジタルデコーダ
４４の出力する第３のバイナリデータ列をアナログ準三
角波信号に変換するＤ／Ａ変換器をそれぞれ示してい
る。

【００２９】まず、デジタルデコーダ４４の分解能につ
いて説明する。このデジタルデコーダ４４としては、一
般的なＲＯＭを利用することができる。例えばＲＯＭ２
７２５６を用いた場合、その入力分解能は１５ビットと
なり、出力分解能は８ビットとなる。

【００３０】デジタルパルス発生器４０からのパルスを
カウントして得られる第１のバイナリデータ列の分解能
は、デジタルデコーダ４４の出力分解能の２倍以上に設
定することが望ましい。従って、例えばデジタルデコー
ダ４４の１５ビットの入力のうち１０ビットを第１のバ
イナリデータ列に分配する。このため、バイナリカウン
タ４１は、これに合せて１０ビットカウンタ、即ち２¹⁰
＝１０２４個のパルスをカウントすると０に戻るような
構成とする必要がある。

【００３１】ＦＭ変調周波数ｆ_m は、レーダが何秒に一
回探知する必要があるかという測定レートと、レーダが
想定している最も遠距離の目標からの探知信号を受信し
て処理するコンピュータの処理速度で演算処理可能かど
うかとから決定される。即ち、ＦＭ変調周波数ｆ_m は、
受信信号の処理コンピュータが処理できる最大の周波数
をｆ_dmax、最も遠距離の目標までの距離をＩ_max とする
と、ｆ_m ＜（ｆ_dmaxｃ）／（４Ｉ_max Δｆ）に設定しな
くてはならない。例えば、ｆ_dmax＝１００ＫＨｚ、Ｉ
_max ＝１００ｍ、Δｆ＝４５０ＭＨｚとすれば、ｆ_m ＜
１６６Ｈｚに設定しなくてはならないので、本実施形態
では、ｆ_m ＝１２２Ｈｚとする。このとき測定レートは
１／ｆ_m 、即ち１／１２２Ｈｚ＝７．８ｍｓｅｃとな
る。

【００３２】デジタルパルス発生器４０は、このＦＭ変
調周波数ｆ_m の一周期の時間で、１０ビットのバイナリ
カウンタ４１が飽和するように１０２４個のパルスを発
生しなくてはならない。従ってこのデジタルパルス発生
器４０の出力周波数は、１０２４×ｆ_m ＝１３１．０７
２ＫＨｚに設定する。

【００３３】温度センサ４２は、ミリ波信号発振器２１
の温度を正しく反映するように、このミリ波信号発振器
２１の発振周波数を最も支配する位置に確実に熱結合す
るように取り付けなくてはならない。一般に、ミリ波信
号発振器では、半導体素子から多量の発熱があり、その
熱がバラクタ共振器等の周波数設定素子を熱膨張させて
周波数を変化させる。従って、温度センサ４２は、例え
ば周波数設定素子の金属部等、熱伝導の優れた部分に細
い孔を開けて埋め込み、さらにシリコングリス等の熱伝
導に優れた樹脂で固定することによって取り付けられ
る。

【００３４】Ａ／Ｄ変換器４３は、温度センサ４２の出
力する温度に対応したアナログ信号を第２のバイナリデ
ータ列に変換する。温度変化は、本装置における他の電
気信号の変化に比べて非常に緩やかであるため、Ａ／Ｄ
変換器４３の変換レートもそれに合せて数秒程度であれ
ば十分である。また、分解能に関しては、例えば動作温
度範囲を−２０〜６０℃とし、分解能を４ビットとする
と、（６０−（−２０）／２⁴ ＝５℃毎にに温度補正が
可能になる。また、図４には示されていないが、Ａ／Ｄ
変換器４３は、その変換レートに応じた折り返し雑音防
止フィルタ、変換利得調整機構及び変換バイアス調整機
構を備えていることが望ましい。

【００３５】Ｄ／Ａ変換器４５は、デジタルデコーダ４
４から出力される第３のバイナリデータ列をアナログの
準三角波信号に変換する。この実施形態では、変調周波
数ｆ_m 、即ち準三角波の周波数がｆ_m ＝１２８Ｈｚで、
分解能が８ビットであるため、１／（１２８×２×２
⁸ ）＝１５μｓｅｃ以下の変換レートを有するＤ／Ａ変
換器が必要となる。また、図４には示されていないが、
Ｄ／Ａ変換器４５は、その変換レートに応じた折り返し
雑音防止フィルタ、変換利得調整機構及び変換バイアス
調整機構を備えていることが望ましい。

【００３６】前述したように、デジタルデコーダ４４
は、入力される第１及び第２のバイナリデータ列をミリ
波信号発振器２１の温度特性と非直線性とを補償するよ
うにあらかじめ設定された変換規則に従って、準三角波
である第３のバイナリデータ列に変換して出力する。

【００３７】この変換規則を決定するためには、本実施
形態における少なくとも、温度センサ４２、Ａ／Ｄ変換
器４３、Ｄ／Ａ変換器４５及びミリ波信号発振器２１を
用意してその特性を測定しておく必要がある。測定に当
たっては、Ｄ／Ａ変換器４５の入力にはデジタルデコー
ダ４４の代わりに、第３のデータ列Ｂ３を発生させる例
えばデジタルパターン発生器等の測定器を接続し、ま
た、温度センサ４２の出力がＡ／Ｄ変換器４３に入力さ
れるように接続した状態で恒温漕に入れ、各温度で熱平
衡状態に保ちながら、その温度に応じた第２のバイナリ
データ列Ｂ２の値を記録すると共に、第３のバイナリデ
ータを０からその最大値まで変化させたときのミリ波信
号発振器２１の発振周波数を測定する。

【００３８】ここで注目すべき点は、温度と温度センサ
４２の出力との関係や、ミリ波信号発振器２１の変調入
力電圧とその発振周波数との関係を測定するのでなく、
第２のバイナリデータ列Ｂ２と第３のバイナリデータ列
Ｂ３とミリ波信号発振器２１の発振周波数との関係を測
定していることである。これによってＡ／Ｄコンバータ
４３、温度センサ４２及びＤ／Ａコンバータ４５自身の
温度特性をも同時に補正できるのである。

【００３９】図５は、このように測定した第２のバイナ
リデータ列Ｂ２と第３のバイナリデータ列Ｂ３とに対す
るミリ波信号発振器２１の発振周波数の関係を表わすグ
ラフである。

【００４０】以下、理解を容易にするため、各データを
実際の分解能よりも大幅に低下させて説明する。即ち、
以下の説明では、最大値１、最小値０の周期に関する第
１のバイナリデータ列Ｂ１は分解能を４ビットとし、最
大値８０、最小値−２０の温度に関する第２のバイナリ
データ列Ｂ２は分解能を１ビットとし、最大値１０、最
小値０の準三角波に関する第３のバイナリデータ列Ｂ３
は分解能を３ビットとする。

【００４１】図６は、この分解能で測定した、第２のバ
イナリデータ列Ｂ２と第３のバイナリデータ列Ｂ３とに
対するミリ波信号発振器２１の発振周波数の関係の測定
データを示しており、図７はその測定データをプロット
したグラフである。

【００４２】図８は、図６及び図７の関係の逆関数、即
ち第２のバイナリデータ列Ｂ２とミリ波信号発振器２１
の発振周波数とに対する第３のバイナリデータ列Ｂ３の
関係を示すグラフである。なお、低い分解能で量子化し
ているのでこのグラフでは量子化誤差が生じているが、
図２に示した実施形態では分解能がこれより高く設定さ
れているので、このような顕著な量子化誤差は現れな
い。

【００４３】上述した測定データにおける第２のバイナ
リデータ列Ｂ２と第３のバイナリデータ列Ｂ３とに対す
るミリ波信号発振器の発振周波数ｆｒｅｑの関係は、ｆｒｅｑ＝ｆ（Ｂ２，Ｂ３）という関数に置き換えることができる。この測定データ
の関数ｆの逆関数ｆ^-1を定義すると、この関係は次のよ
うに表わされる。Ｂ３＝ｆ^-1（Ｂ２，ｆｒｅｑ）

【００４４】温度に応じた第２のバイナリデータ列が如
何なる値であろうとも、第３のバイナリデータ列Ｂ３の
変化により補償可能なミリ波信号発振器２１の発振周波
数の最大値及び最小値をそれぞれｆ_max 及びｆ_min とす
る（図５参照）。この値は、図６の測定データより、ｆ
_max ＝７６７６９ＭＨｚ、ｆ_min ＝７６３６６ＭＨｚで
ある。本実施形態における変調デビエーションΔｆは、
Δｆ＝ｆ_max −ｆ_minであり、これは７６７６９−７６
３６６＝４０３ＭＨｚである。

【００４５】第１のバイナリデータ列Ｂ１の値が０から
１５（図２の実施形態では１０２３）まで変化した時
に、それに対する理想的なミリ波信号発振器２１の理想
瞬時周波数ｆ_i （Ｂ１）は、第１のバイナリデータ列Ｂ
１の値が０の時にミリ波信号発振器２１の発振周波数が
ｆ_min 、第１のバイナリデータ列Ｂ１の値が７（図２の
実施形態では５１１）の時にミリ波信号発振器２１の発
振周波数がｆ_max 、第１のバイナリデータ列Ｂ１の値が
１５（図２の実施形態では１０２３）の時にミリ波信号
発振器２１の発振周波数がｆ_minという３点の間を直線
的に変化する関数に従う。この関数ｆ_i （Ｂ１）は、第
１のバイナリデータ列の分解能をｎ１（低減された分解
能ではｎ１＝４、図２の実施形態ではｎ１＝１０）とす
ると、Ｂ１＜（２ⁿ¹−１）／２の時ｆ_i （Ｂ１）＝２Ｂ１（ｆ_max −ｆ_min ）／（２ⁿ¹−
１）＋ｆ_min Ｂ１＞（２ⁿ¹−１）／２の時ｆ_i （Ｂ１）＝２Ｂ１（ｆ_min −ｆ_max ）／（２ⁿ¹−
１）＋ｆ_min＋２（ｆ_max −ｆ_min ）（１＋１／２ⁿ¹）である。

【００４６】前述の関数Ｂ３＝ｆ^-1（Ｂ２，ｆｒｅｑ）
におけるｆｒｅｑにｆ_i （Ｂ１）を代入すると、Ｂ３＝ｆ^-1（Ｂ２，ｆ_i （Ｂ１））となる。これにより第１のバイナリデータ列Ｂ１と第２
のバイナリデータ列Ｂ２とから、第３のバイナリデータ
列Ｂ３を決めることができるので、これがデジタルデコ
ーダ４４の変換規則となる。

【００４７】図９は、第１のバイナリデータ列Ｂ１に対
する理想的なミリ波信号発振器の理想瞬時周波数ｆ_i
（Ｂ１）特性を示すグラフである。また、図１０は、第
１のバイナリデータ列Ｂ１と第２のバイナリデータ列Ｂ
２とに対してデジタルデコーダが出力すべき第３のバイ
ナリデータ列Ｂ３の値、即ちデジタルデコーダの変換規
則を示しており、図１１はその測定データをプロットし
たグラフである。

【００４８】以下、本実施形態の効果について、従来技
術と比較して説明する。

【００４９】図１２に示すように、従来技術では非直線
誤差が生じないような範囲に変調デビエーションΔｆを
決めている。従って、同図に示すように、変調デビエー
ションΔｆはΔｆ＝６６ＭＨｚと非常に狭く、最小探知
距離の点で問題があった。最小探知距離を改善すべくこ
の変調デビエーションを単に拡大すると（Δｆ＝５００
ＭＨｚ）、図１３に示すように、許容不可能なほどに非
直線誤差が拡大してしまうのみならず、温度変化による
発振周波数変動が許容される周波数帯幅を逸脱したしま
う危険が生じる。

【００５０】これに対して本実施形態では、図１４に示
すように発振周波数特性の直線性が著しく向上するの
で、変調デビエーションを大きく、例えばΔｆ＝４００
ＭＨｚ程度に拡大しても、非直線誤差は生じず、温度特
性も改善される。従って最小探知距離は、従来技術に比
べて６６ＭＨｚ／４００ＭＨｚ≒１／６に改善されこと
となる。従って、本実施形態のレーダ装置は、小型化及
び軽量化に適し、かつ温度特性が良好であってしかも探
知範囲が近距離から遠距離まで非常に広いという利点を
有している。

【００５１】図１５は、本発明のミリ波ＦＭ−ＣＷレー
ダ装置の他の実施形態における構成を概略的に示すブロ
ック図である。この実施形態は、図４の構成におけるデ
ジタルパルス発振器４０、バイナリカウンタ４１、デジ
タルデコーダ４４及びＡ／Ｄ変換器４３を単一のマイク
ロコンピュータで置き換えて構成したものである。その
他の構成はこの図２の実施形態の場合と全く同様であ
る。なお、このマイクロコンピュータとしては、専用の
ものを用意してもよいし、ＦＭ−ＣＷレーダ装置の受信
信号を分析し目標の距離と移動速度を判別するために使
用される図示してない受信信号処理コンピュータの機能
の一部を兼用することもできる。

【００５２】同図において、１５０はクロック発振器１
５１、プログラマブルカウンタ１５２、Ａ／Ｄ変換器１
５３及びパラレルポート１５４等を内蔵するワンチップ
マイクロコンピュータである。そのＡ／Ｄ変換器１５３
には図２の実施形態の場合と同様な構成の温度センサ４
２が接続されており、パラレルポート１５４には図２の
実施形態の場合と同様な構成のミリ波信号発振器２１が
Ｄ／Ａ変換器４５を介して接続されている。

【００５３】本実施形態では、デジタルパルス発振器４
０の代わりにマイクロコンピュータ１５０に内蔵されて
いるクロック発振器１５１を用いている。デジタルパル
ス発振器４０の発振周波数が１３１．０７２ＫＨｚであ
るのに対して、マイクロコンピュータのクロック発振器
は、通常、数十ＭＨｚ程度の周波数で発振している。そ
こで、内蔵されているプログラマブルカウンタ１５２を
用いて１３１．０７２ＫＨｚのタイミングでコンピュー
タに割り込みをかけるように設定する。例えば、クロッ
ク発振器１５１の発振周波数が１３．１０７２ＭＨｚで
あるとすると、カウント値が１００に達する毎にカウン
タをリセットしコンピュータに割り込みをかけるように
プログラマブルカウンタ１５２を設定しておけばよい。

【００５４】図１６は、この割り込みにより実行される
割り込み処理ルーチンの内容を説明するフローチャート
である。

【００５５】１３１．０７２ＫＨｚのタイミングでマイ
クロコンピュータ１５０に割り込みがかかると、まず、
第１のバイナリデータ列Ｂ１が１０ビットの最大値とな
ったかどうか、即ちＢ１＞１０２３かどうか判別する
（ステップＳ１）。

【００５６】Ｂ１が１０２３を越えていなければ、Ｂ３
＝ｆ^-1（Ｂ２，ｆ_i （Ｂ１））を計算し（ステップＳ
２）、Ｂ１の値を１だけインクリメントした（ステップ
Ｓ３）後、第３のバイナリデータ列Ｂ３をパラレルポー
ト１５４へ出力して（ステップＳ４）、割り込み処理を
終える。この割り込み処理ルーチンは１３１．０７２Ｋ
Ｈｚのタイミングで実行されるので、第１のバイナリデ
ータ列Ｂ１は１／１３１０７２ｓｅｃ毎に加算され、同
時にＤ／Ａ変換器４５に第３のバイナリデータ列Ｂ３が
出力される。

【００５７】一方、Ｂ１が１０２３を越えると、Ｂ１は
０にリセットされる（ステップＳ５）。従って、Ｂ１は
１０２４／１３１０７２ｓｅｃ＝７．８ｍｓｅｃ毎に０
となる。これによって、図２の実施形態の場合と同様
に、ＦＭ変調周波数１２８ＫＨｚが実現されることとな
る。

【００５８】なお、図１６に示した処理ルーチンでは、
温度に関する第２のバイナリデータ列Ｂ２も７．８ｍｓ
ｅｃ毎にＡ／Ｄ変換器１５３から読み込まれることとな
るが、温度はこのような短時間毎に変化するわけではな
いため、この処理とは別個の割り込み処理ルーチンによ
り数秒から１分程度に１回読み込むようにしてもよいこ
とは明らかである。

【００５９】本実施形態のその他の構成及び作用効果
は、図２の実施形態の場合と同様である。

【００６０】以上述べた実施形態は全て本発明を例示的
に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明
は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。

【００６１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、送信信号を発生するミリ波信号発振器を純粋な三角
波で変調するのでなく、デジタル信号発生手段が発生し
た準三角波で変調する。このデジタル信号発生手段に
は、ミリ波信号発振器の非直線性が補償されるような情
報があらかじめ与えれらており、そのミリ波信号発振器
固有の非直線性が補償されるような準三角波が出力され
る。このように、ミリ波信号発振器の非直線性が補償さ
れるのでＦＭ変調の変調デビエーションを拡大しても非
直線誤差が生じない。

【００６２】また、デジタル信号発生手段にミリ波信号
発振器の温度特性をも補償されるような情報をもあらか
じめ与えておくことにより、温度周波数特性も補償され
るのでＦＭ変調の変調デビエーションを拡大しても定め
られた周波数帯域からの逸脱の危険がない。その結果、
付随的な問題を生じることなくＦＭ変調の変調デビエー
ションを拡大し、近距離目標の探知が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】小電力ミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置を車載レー
ダに利用した様子を示す図である。

【図２】本発明のミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置の一実施
形態における構成を概略的に示すブロック図である。

【図３】ガン発振器の入力変調電圧Ｖ_t と発振周波数ｆ
_o との関係を示す特性図である。

【図４】図２の実施形態におけるアナログ変調信号発生
部の構成を概略的に示すブロック図である。

【図５】図２の実施形態における第２のバイナリデータ
列Ｂ２と第３のバイナリデータ列Ｂ３とに対するミリ波
信号発振器の発振周波数の関係の測定結果を表わすグラ
フである。

【図６】第２のバイナリデータ列Ｂ２と第３のバイナリ
データ列Ｂ３とに対するミリ波信号発振器の発振周波数
の関係を低分解能で測定したデータを示す図である。

【図７】図６の測定データをプロットしたグラフであ
る。

【図８】図６及び図７の関係の逆関数を示すグラフであ
る。

【図９】第１のバイナリデータ列Ｂ１に対する理想瞬時
周波数ｆ_i （Ｂ１）特性を示すグラフである。

【図１０】第１のバイナリデータ列Ｂ１と第２のバイナ
リデータ列Ｂ２とに対してデジタルデコーダが出力すべ
き第３のバイナリデータ列Ｂ３の値を示す図である。

【図１１】図１０の測定データをプロットしたグラフで
ある。

【図１２】従来技術におけるミリ波信号発振器の瞬時周
波数特性を示すグラフである。

【図１３】従来技術におけるミリ波信号発振器の瞬時周
波数特性を示すグラフである。

【図１４】図２の実施形態におけるミリ波信号発振器の
瞬時周波数特性を示すグラフである。

【図１５】本発明のミリ波ＦＭ−ＣＷレーダ装置の他の
実施形態における構成を概略的に示すブロック図であ
る。

【図１６】図１５の実施形態における割り込み処理ルー
チンの処理内容を説明するフローチャートである。

【符号の説明】

２０アナログ変調信号発生部２１ミリ波信号発振器２２送信アンテナ２３目標物２４受信アンテナ２５復調器４０デジタルパルス発振器４１バイナリカウンタ４２温度センサ４３、１５３Ａ／Ｄ変換器４４デジタルデコーダ４５Ｄ／Ａ変換器１５０ワンチップマイクロコンピュータ１５１クロック発振器１５２プログラマブルカウンタ１５４パラレルポート

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタル準三角波信号を発生する三角波
信号発生手段と、該三角波信号発生手段に接続されてお
り、入力されるデジタル準三角波信号をアナログ準三角
波信号に変換するデジタル／アナログ変換器と、該デジ
タル／アナログ変換器に接続されており、入力されるア
ナログ準三角波信号によりＦＭ変調されるミリ波信号発
振器とを備えており、前記三角波信号発生手段は、前記
ミリ波信号発振器の非直線性を補償するようにあらかじ
め定められた変換規則に従って前記デジタル準三角波信
号を生成する手段であることを特徴とするミリ波ＦＭ−
ＣＷレーダ装置。
【請求項２】前記三角波信号発生手段は、前記ミリ波
信号発振器の発振周波数と、該三角波信号発生手段から
出力される前記デジタル準三角波信号との関係を表わす
あらかじめ測定した関数の逆関数に対応する変換規則を
有する手段であることを特徴とする請求項１に記載の装
置。
【請求項３】前記ミリ波信号発振器の温度に応じたア
ナログ温度信号を発生する温度センサと、該温度センサ
及び前記ミリ波信号発振器に接続されており、入力され
るアナログ温度信号をデジタル温度信号に変換するアナ
ログ／デジタル変換器とをさらに備えており、前記三角
波信号発生手段は、前記アナログ／デジタル変換器から
入力されるデジタル温度信号を、前記ミリ波信号発振器
の温度特性をも補償するようにあらかじめ定められた変
換規則に従って変換することにより前記デジタル準三角
波信号を生成する手段であることを特徴とする請求項１
又は２に記載の装置。
【請求項４】前記三角波信号発生手段は、前記ミリ波
信号発振器の発振周波数と、前記アナログ／デジタル変
換器から出力されるデジタル温度信号と、該三角波信号
発生手段から出力される前記デジタル準三角波信号との
関係を表わすあらかじめ測定した関数の逆関数に対応す
る変換規則を有する手段であることを特徴とする請求項
３に記載の装置。
【請求項５】前記三角波信号発生手段は、一定周期で
増大を繰り返す第１のバイナリデータ列を発生する第１
のバイナリデータ列発生手段と、該第１のバイナリデー
タ列発生手段からの第１のバイナリデータ列及び前記ア
ナログ／デジタル変換器から入力されるデジタル温度信
号である第２のバイナリデータ列に基づいて前記あらか
じめ定められた変換規則に従って第３のバイナリデータ
列を発生する第３のバイナリデータ列発生手段とを含ん
でいることを特徴とする請求項３又は４に記載の装置。
【請求項６】前記第３のバイナリデータ列発生手段
は、前記第１のバイナリデータ列をＢ１、前記第２のバ
イナリデータ列をＢ２、前記第３のバイナリデータ列を
Ｂ３、前記第１のバイナリデータ列Ｂ１が変化した際に
理想的なミリ波信号発振器の発振周波数をｆ_i （Ｂ１）
とすると、Ｂ３＝ｆ^-1（Ｂ２，ｆ_i （Ｂ１））なる変換規則を有していることを特徴とする請求項５に
記載の装置。
【請求項７】理想的なミリ波信号発振器の発振周波数
ｆ_i （Ｂ１）は、前記第２のバイナリデータ列Ｂ２に係
りなく前記第３のバイナリデータ列Ｂ３の変化により補
償可能な前記ミリ波信号発振器の発振周波数の最大値及
び最小値をそれぞれｆ_max 及びｆ_min とし、前記第１の
バイナリデータ列発生手段の分解能をｎ１とすると、Ｂ１＜（２ⁿ¹−１）／２の時ｆ_i （Ｂ１）＝２Ｂ１（ｆ_max −ｆ_min ）／（２ⁿ¹−
１）＋ｆ_min Ｂ１＞（２ⁿ¹−１）／２の時ｆ_i （Ｂ１）＝２Ｂ１（ｆ_min −ｆ_max ）／（２ⁿ¹−
１）＋ｆ_min＋２（ｆ_max −ｆ_min ）（１＋１／２ⁿ¹）であることを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項８】前記第１のバイナリデータ列発生手段が
所定分解能のバイナリカウンタで構成され、前記第３の
バイナリデータ列発生手段が前記変換規則を有するデジ
タルデコーダで構成されることを特徴とする請求項５か
ら７のいずれか１項に記載の装置。
【請求項９】前記第１のバイナリデータ列発生手段及
び前記第３のバイナリデータ列発生手段がマイクロコン
ピュータで構成されることを特徴とする請求項５から７
のいずれか１項に記載の装置。