JPH11215885A - 供給電圧を変更可能な電流モードｐｗｍ駆動装置 - Google Patents
供給電圧を変更可能な電流モードｐｗｍ駆動装置Info
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- JPH11215885A JPH11215885A JP10300544A JP30054498A JPH11215885A JP H11215885 A JPH11215885 A JP H11215885A JP 10300544 A JP10300544 A JP 10300544A JP 30054498 A JP30054498 A JP 30054498A JP H11215885 A JPH11215885 A JP H11215885A
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- current
- voltage
- resistor
- driving device
- amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/032—Reciprocating, oscillating or vibrating motors
- H02P25/034—Voice coil motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Control Of Linear Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型化しても精度が低下しない電流モードＰ
ＷＭ駆動装置を提案する。 【解決手段】 制御電圧（Ｖｄａｃ）により第１抵抗器
（Ｒ１）経由で印加される第１電流および電流検知抵抗
器（Ｒ３）の電圧降下分を入力とする電流センス増幅器
（Current Sense）の出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）により
第２抵抗器（Ｒ２）経由で印加される第２電流のバラン
スをとる入力ノード（Ａ）の電圧と、基準電圧（Ｖｒｅ
ｆ）とを比較する誤差増幅器（Error Amplifier）の、
前記入力ノード（Ａ）で閉状態となる制御ループを備
え、前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記電流検知抵抗器
（Ｒ３）による電圧降下量よりも小さい電流モードＰＷ
Ｍ駆動装置であって、前記電流センス増幅器が、１対の
相補制御信号（Φ１、Φ２）により制御されるスイッチ
（ｓｗＡ、ｓｗＢ、ｓｗＣ、ｓｗ１）により、バッファ
又は電荷転送回路として動作する演算増幅器（ＯＰ）
と、サンプルホールド出力ステージとから構成される。
ＷＭ駆動装置を提案する。 【解決手段】 制御電圧（Ｖｄａｃ）により第１抵抗器
（Ｒ１）経由で印加される第１電流および電流検知抵抗
器（Ｒ３）の電圧降下分を入力とする電流センス増幅器
（Current Sense）の出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）により
第２抵抗器（Ｒ２）経由で印加される第２電流のバラン
スをとる入力ノード（Ａ）の電圧と、基準電圧（Ｖｒｅ
ｆ）とを比較する誤差増幅器（Error Amplifier）の、
前記入力ノード（Ａ）で閉状態となる制御ループを備
え、前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記電流検知抵抗器
（Ｒ３）による電圧降下量よりも小さい電流モードＰＷ
Ｍ駆動装置であって、前記電流センス増幅器が、１対の
相補制御信号（Φ１、Φ２）により制御されるスイッチ
（ｓｗＡ、ｓｗＢ、ｓｗＣ、ｓｗ１）により、バッファ
又は電荷転送回路として動作する演算増幅器（ＯＰ）
と、サンプルホールド出力ステージとから構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、集積回路のサイズ
や供給電圧を変更可能な電流モードＰＷＭ駆動装置に関
する。
や供給電圧を変更可能な電流モードＰＷＭ駆動装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】バッテリ駆動式の携帯機器に用いられる
フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＰＣ、ＣＤリー
ダなどの大容量記憶装置や、その他同様の回転機構を持
つ装置には、完全集積化された駆動装置により電気的に
切り換えられる電気モータが使われている。
フレキシブルディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＰＣ、ＣＤリー
ダなどの大容量記憶装置や、その他同様の回転機構を持
つ装置には、完全集積化された駆動装置により電気的に
切り換えられる電気モータが使われている。
【０００３】図１は、一般的な電流モードのパルス幅変
調（ＰＷＭ）切換駆動装置の回路図であり、ボイスコイ
ルモータ（ＶＣＭ）と呼ばれるアクチュエータなどの外
部負荷を駆動するものである。
調（ＰＷＭ）切換駆動装置の回路図であり、ボイスコイ
ルモータ（ＶＣＭ）と呼ばれるアクチュエータなどの外
部負荷を駆動するものである。
【０００４】電流制御ループは加算ノードＡで閉状態と
なっており、ノードＡでは、抵抗器Ｒ１を経て制御電圧
Ｖｄａｃにより印加される電流と、抵抗器Ｒ２を経て電
流検知部（Current Sense）を構成する電流センス増幅
器の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅにより印加される電流とのバ
ランス操作が行われる。そのために、電流制御ループは
ノードＡの電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差の誤差増幅器
を備えている。
なっており、ノードＡでは、抵抗器Ｒ１を経て制御電圧
Ｖｄａｃにより印加される電流と、抵抗器Ｒ２を経て電
流検知部（Current Sense）を構成する電流センス増幅
器の出力電圧Ｖｓｅｎｓｅにより印加される電流とのバ
ランス操作が行われる。そのために、電流制御ループは
ノードＡの電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差の誤差増幅器
を備えている。
【０００５】電流制御ループにおけるフィードバック電
圧は、負荷ＶＣＭに直列に接続された検知抵抗器Ｒ３に
よる電圧降下に起因するものである。
圧は、負荷ＶＣＭに直列に接続された検知抵抗器Ｒ３に
よる電圧降下に起因するものである。
【０００６】このような装置において、抵抗器Ｒ３の端
子間の電位差Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２が基準電圧Ｖｒｅｆと
同じである場合は、抵抗器ＲａとＲｂにほとんど電流が
流れないため、抵抗比率Ｒａ／Ｒａ’とＲｂ／Ｒｂ’間
の不一致による制御装置の検知精度低下は起こらない。
子間の電位差Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２が基準電圧Ｖｒｅｆと
同じである場合は、抵抗器ＲａとＲｂにほとんど電流が
流れないため、抵抗比率Ｒａ／Ｒａ’とＲｂ／Ｒｂ’間
の不一致による制御装置の検知精度低下は起こらない。
【０００７】しかし、検知抵抗器Ｒ３の端子間の電位差
が基準電圧Ｖｒｅｆと大きく異なる場合には、抵抗器Ｒ
ａとＲｂに電流が大きく流れるため、抵抗比率Ｒａ／Ｒ
ａ’とＲｂ／Ｒｂ’間の不一致により検知精度の低下が
起こる。
が基準電圧Ｖｒｅｆと大きく異なる場合には、抵抗器Ｒ
ａとＲｂに電流が大きく流れるため、抵抗比率Ｒａ／Ｒ
ａ’とＲｂ／Ｒｂ’間の不一致により検知精度の低下が
起こる。
【０００８】図１に示す装置において、モータの巻線
は、シングルブリッジ部からの通常１２Ｖである供給電
圧で動作し、同様に制御ループも１２Ｖを供給されて動
作する。電流センス増幅器は、共通モードレンジ０〜１
２Ｖの信号を入力して、その供給電圧の半分を出力する
ようになっている。
は、シングルブリッジ部からの通常１２Ｖである供給電
圧で動作し、同様に制御ループも１２Ｖを供給されて動
作する。電流センス増幅器は、共通モードレンジ０〜１
２Ｖの信号を入力して、その供給電圧の半分を出力する
ようになっている。
【０００９】電流センス増幅器は、フィードバック演算
増幅器ＯＰを使って実現できる。この増幅器は、２入力
の差信号を１出力の出力信号Ｖｓｅｎｓｅへ変換する
が、その結果、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力オフセッ
トの問題が発生する。このような出力オフセットは、抵
抗値の不一致によりもたらされる。
増幅器ＯＰを使って実現できる。この増幅器は、２入力
の差信号を１出力の出力信号Ｖｓｅｎｓｅへ変換する
が、その結果、基準電圧Ｖｒｅｆに対する出力オフセッ
トの問題が発生する。このような出力オフセットは、抵
抗値の不一致によりもたらされる。
【００１０】ここで、プラス端子における電圧をＶ＋と
すると、抵抗器Ｒｂの電流は下記のようになる。
すると、抵抗器Ｒｂの電流は下記のようになる。
【数１】Ｉ＝（Ｖ＋−Ｖｒｅｆ）／Ｒｂ
【００１１】オフセットのない演算増幅器を使った場
合、マイナス端子における電圧も同じである。差入力信
号がないと、抵抗Ｒａ、Ｒａ’を流れる電流は同じとな
るので、出力電圧が下記のように示せる。
合、マイナス端子における電圧も同じである。差入力信
号がないと、抵抗Ｒａ、Ｒａ’を流れる電流は同じとな
るので、出力電圧が下記のように示せる。
【数２】Ｖｏ＝Ｖ−−Ｉ×Ｒｂ’＝Ｖ＋−（Ｖ＋−Ｖｒ
ｅｆ）×（Ｒｂ’／Ｒｂ）
ｅｆ）×（Ｒｂ’／Ｒｂ）
【００１２】抵抗値が完全に一致する場合には（Ｒｂ＝
Ｒｂ’）、出力電圧は基準電圧と全く同じになる。抵抗
値が一致しない場合には（Ｒｂ＝Ｒ、Ｒｂ’＝Ｒ＋△
Ｒ）、出力電圧は下記のようになる。
Ｒｂ’）、出力電圧は基準電圧と全く同じになる。抵抗
値が一致しない場合には（Ｒｂ＝Ｒ、Ｒｂ’＝Ｒ＋△
Ｒ）、出力電圧は下記のようになる。
【数３】Ｖｏ＝Ｖ−−Ｉ×Ｒｂ’＝Ｖ＋−（Ｖ＋−Ｖｒ
ｅｆ）×（１＋△Ｒ／Ｒ）
ｅｆ）×（１＋△Ｒ／Ｒ）
【００１３】抵抗値のばらつきが１％以内で、ブリッジ
端子での共通モード信号と基準電圧との差が６Ｖである
ような最適例の場合、電圧Ｖｓｅｎｓｅのオフセット値
は約６０ｍＶとなる。
端子での共通モード信号と基準電圧との差が６Ｖである
ような最適例の場合、電圧Ｖｓｅｎｓｅのオフセット値
は約６０ｍＶとなる。
【００１４】バッテリ駆動式機器の集積化装置の消費電
力削減やサイズ縮小には、装置全体の小型化と、供給電
圧を小さくすることが必要である。
力削減やサイズ縮小には、装置全体の小型化と、供給電
圧を小さくすることが必要である。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかし小型化により、
電流センス増幅器の入力端における差電圧と基準電圧Ｖ
ｒｅｆとのレベル差が強調されることになり、図１のよ
うな一般的な制御装置ではブリッジ部での共通モード信
号と基準電圧との差が大きくなるため精度が低くなる。
電流センス増幅器の入力端における差電圧と基準電圧Ｖ
ｒｅｆとのレベル差が強調されることになり、図１のよ
うな一般的な制御装置ではブリッジ部での共通モード信
号と基準電圧との差が大きくなるため精度が低くなる。
【００１６】本発明は上記の問題に鑑みて、小型化する
さいの不一致の問題点に対する効果的な電流モードＰＷ
Ｍ駆動装置を提案する。
さいの不一致の問題点に対する効果的な電流モードＰＷ
Ｍ駆動装置を提案する。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、１対の
相補制御信号で制御されるスイッチによりキャパシタを
操作し、バッファおよび電荷転送回路として動作する演
算増幅器と、サンプルホールド出力ステージと、から成
る切換式キャパシタ増幅器を電流センス増幅器として利
用することにより注目すべき結果が得られた。
相補制御信号で制御されるスイッチによりキャパシタを
操作し、バッファおよび電荷転送回路として動作する演
算増幅器と、サンプルホールド出力ステージと、から成
る切換式キャパシタ増幅器を電流センス増幅器として利
用することにより注目すべき結果が得られた。
【００１８】このような電流モードＰＷＭ駆動装置の構
成は、制御電圧（Ｖｄａｃ）により第１抵抗器（Ｒ１）
経由で印加される第１電流および電流検知抵抗器（Ｒ
３）の電圧降下分を入力とする電流センス増幅器（Curr
ent Sense）の出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）により第２抵
抗器（Ｒ２）経由で印加される第２電流のバランスをと
る入力ノード（Ａ）の電圧と、基準電圧（Ｖｒｅｆ）と
を比較する誤差増幅器（Error Amplifier）の、前記入
力ノード（Ａ）で閉状態となる制御ループを備え、前記
基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記電流検知抵抗器（Ｒ３）
による電圧降下量よりも小さい電流モードＰＷＭ駆動装
置であって、前記電流センス増幅器が、１対の相補制御
信号（Φ１、Φ２）により制御されるスイッチ（ｓｗ
Ａ、ｓｗＢ、ｓｗＣ、ｓｗ１）により、バッファ又は電
荷転送回路として動作する演算増幅器（ＯＰ）と、サン
プルホールド出力ステージとから構成される。
成は、制御電圧（Ｖｄａｃ）により第１抵抗器（Ｒ１）
経由で印加される第１電流および電流検知抵抗器（Ｒ
３）の電圧降下分を入力とする電流センス増幅器（Curr
ent Sense）の出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）により第２抵
抗器（Ｒ２）経由で印加される第２電流のバランスをと
る入力ノード（Ａ）の電圧と、基準電圧（Ｖｒｅｆ）と
を比較する誤差増幅器（Error Amplifier）の、前記入
力ノード（Ａ）で閉状態となる制御ループを備え、前記
基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記電流検知抵抗器（Ｒ３）
による電圧降下量よりも小さい電流モードＰＷＭ駆動装
置であって、前記電流センス増幅器が、１対の相補制御
信号（Φ１、Φ２）により制御されるスイッチ（ｓｗ
Ａ、ｓｗＢ、ｓｗＣ、ｓｗ１）により、バッファ又は電
荷転送回路として動作する演算増幅器（ＯＰ）と、サン
プルホールド出力ステージとから構成される。
【００１９】本装置はより簡単に制御できるため、切換
遷移時から適切な時間間隔おいた時点での差電圧（Ｖ１
−Ｖ２）のサンプリング操作を指定することが可能であ
る。このような方法では、集積化駆動装置の外部負荷に
直列に接続された電流検知抵抗器でモニタされる共通モ
ード信号の電圧低下に対して、制御ループが過剰反応し
なくなる。
遷移時から適切な時間間隔おいた時点での差電圧（Ｖ１
−Ｖ２）のサンプリング操作を指定することが可能であ
る。このような方法では、集積化駆動装置の外部負荷に
直列に接続された電流検知抵抗器でモニタされる共通モ
ード信号の電圧低下に対して、制御ループが過剰反応し
なくなる。
【００２０】
【発明の実施の形態】図２に示すように、位相がΦ１の
とき、スイッチｓｗＡ、ｓｗＢ、ｓｗ１は閉となってお
り、検知抵抗器Ｒ３の端子電圧のサンプリングが行わ
れ、演算増幅器ＯＰはバッファとして動作する。この位
相では、電圧Ｖｓｅｎｓｅである出力値は基準電圧Ｖｒ
ｅｆに達し、Ｃ１はＶｉｎ１−Ｖｒｅｆで荷電され、Ｃ
２はＶｉｎ２−Ｖｒｅｆで荷電される。
とき、スイッチｓｗＡ、ｓｗＢ、ｓｗ１は閉となってお
り、検知抵抗器Ｒ３の端子電圧のサンプリングが行わ
れ、演算増幅器ＯＰはバッファとして動作する。この位
相では、電圧Ｖｓｅｎｓｅである出力値は基準電圧Ｖｒ
ｅｆに達し、Ｃ１はＶｉｎ１−Ｖｒｅｆで荷電され、Ｃ
２はＶｉｎ２−Ｖｒｅｆで荷電される。
【００２１】位相Φ２では、２個のキャパシタＣ１、Ｃ
２が直列接続されて、検知抵抗器Ｒ３の端子電圧がキャ
パシタＣ１、Ｃ２のそれぞれの端子に印加される。キャ
パシタＣ１、Ｃ２に充電される電荷は、下記のとおりで
ある。
２が直列接続されて、検知抵抗器Ｒ３の端子電圧がキャ
パシタＣ１、Ｃ２のそれぞれの端子に印加される。キャ
パシタＣ１、Ｃ２に充電される電荷は、下記のとおりで
ある。
【数４】△Ｑ＝（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）×（１／Ｃ１＋
１／Ｃ２）
１／Ｃ２）
【００２２】演算増幅器ＯＰのフィードバックによりマ
イナス端子がＶｒｅｆになって、キャパシタＣ１、Ｃ２
の電荷がＣ３に移動する。この位相において、出力値Ｖ
ｓｅｎｓｅ’が下記の分だけ変動する。
イナス端子がＶｒｅｆになって、キャパシタＣ１、Ｃ２
の電荷がＣ３に移動する。この位相において、出力値Ｖ
ｓｅｎｓｅ’が下記の分だけ変動する。
【数５】 △Ｖ＝△Ｑ／Ｃ３ ＝［（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２）×（１／Ｃ１＋１／Ｃ２）］／Ｃ３
【００２３】ここで、Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ、Ｃ３＝Ｃ／２と
すると、演算増幅器ＯＰの出力電圧は、検知抵抗器Ｒ３
の端子電圧によって変化することになる。
すると、演算増幅器ＯＰの出力電圧は、検知抵抗器Ｒ３
の端子電圧によって変化することになる。
【００２４】電流センス増幅器の出力端におけるＶｓｅ
ｎｓｅ値を維持するには、いわゆるサンプルホールド機
能を備えたサンプルホールドステージを演算増幅器ＯＰ
にカスケード接続すればよい。
ｎｓｅ値を維持するには、いわゆるサンプルホールド機
能を備えたサンプルホールドステージを演算増幅器ＯＰ
にカスケード接続すればよい。
【００２５】
【発明の効果】本発明による電流モードＰＷＭ駆動装置
は、電圧レベル差の増加による精度低下を起こすことな
く、ほぼ制限のない小型化が可能となる。また、切換式
キャパシタ技術を使った電流センス増幅器により、理論
的には無限の共通モードの阻止、つまり、不可避である
集積抵抗値の不一致によるオフセット障害をなくすこと
ができる。
は、電圧レベル差の増加による精度低下を起こすことな
く、ほぼ制限のない小型化が可能となる。また、切換式
キャパシタ技術を使った電流センス増幅器により、理論
的には無限の共通モードの阻止、つまり、不可避である
集積抵抗値の不一致によるオフセット障害をなくすこと
ができる。
【図１】従来の電流モード切換駆動装置の回路図。
【図２】本発明の電流モード切換駆動装置の回路図。
Claims (1)
- 【請求項１】 制御電圧（Ｖｄａｃ）により第１抵抗器
（Ｒ１）経由で印加される第１電流および電流検知抵抗
器（Ｒ３）の電圧降下分を入力とする電流センス増幅器
（Current Sense）の出力電圧（Ｖｓｅｎｓｅ）により
第２抵抗器（Ｒ２）経由で印加される第２電流のバラン
スをとる入力ノード（Ａ）の電圧と、基準電圧（Ｖｒｅ
ｆ）とを比較する誤差増幅器（Error Amplifier）の、
前記入力ノード（Ａ）で閉状態となる制御ループを備
え、前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記電流検知抵抗器
（Ｒ３）による電圧降下量よりも小さい電流モードＰＷ
Ｍ駆動装置であって、 前記電流センス増幅器が、１対の相補制御信号（Φ１、
Φ２）により制御されるスイッチ（ｓｗＡ、ｓｗＢ、ｓ
ｗＣ、ｓｗ１）により、バッファ又は電荷転送回路とし
て動作する演算増幅器（ＯＰ）と、サンプルホールド出
力ステージとから構成されることを特徴とする電流モー
ドＰＷＭ駆動装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP97830533A EP0911954B1 (en) | 1997-10-23 | 1997-10-23 | PWM drive system in a current mode. |
| IT97830533.2 | 1997-10-23 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215885A true JPH11215885A (ja) | 1999-08-06 |
Family
ID=8230817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10300544A Pending JPH11215885A (ja) | 1997-10-23 | 1998-10-22 | 供給電圧を変更可能な電流モードｐｗｍ駆動装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6184665B1 (ja) |
| EP (1) | EP0911954B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11215885A (ja) |
| DE (1) | DE69704709T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9209738B2 (en) | 2011-01-20 | 2015-12-08 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Induction load driving system |
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| US6577179B2 (en) * | 1999-11-15 | 2003-06-10 | Intel Corporation | Dynamic line termination with self-adjusting impedance |
| EP1207618B1 (en) | 2000-11-20 | 2005-10-05 | STMicroelectronics S.r.l. | Circuit for the speed recovery of a direct current motor and method using said circuit |
| US6982559B2 (en) * | 2004-01-14 | 2006-01-03 | Kyocera Wireless Corp. | Accurate and efficient sensing circuit and method for bi-directional signals |
| US7207885B2 (en) | 2004-01-15 | 2007-04-24 | Espeed, Inc. | System and method for using a game controller device for electronic trading |
| US8170945B2 (en) * | 2004-01-15 | 2012-05-01 | Bgc Partners, Inc. | System and method for providing security to a game controller device for electronic trading |
| DE102005010899A1 (de) * | 2005-03-09 | 2006-09-21 | Siemens Ag | Steuersystem mit Funktionsüberwachung für einen elektromechanischen Antrieb in einem Fahrzeug |
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| US20080228618A1 (en) | 2007-03-15 | 2008-09-18 | Noviello Joseph C | System And Method For Providing An Operator Interface For Displaying Market Data, Trader Options, And Trader Input |
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| JP6489031B2 (ja) * | 2016-01-27 | 2019-03-27 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
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| US4436093A (en) * | 1980-11-04 | 1984-03-13 | Norland Corporation | Cardiac pacer having active notch filter system |
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-
1997
- 1997-10-23 DE DE69704709T patent/DE69704709T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1997-10-23 EP EP97830533A patent/EP0911954B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-10-19 US US09/174,867 patent/US6184665B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-10-22 JP JP10300544A patent/JPH11215885A/ja active Pending
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0911954B1 (en) | 2001-05-02 |
| DE69704709D1 (de) | 2001-06-07 |
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